Почему длительное прохождение прямого тока изменяет сопротивление диода

2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ

Полупроводниковый диод (ПД) представляет собой двухэлектродный прибор, действие которого основано на использовании электрических свойств p-n перехода или контакта металл-полупроводник. К этим свойствам относятся: односторонняя проводимость, нелинейность вольтамперной характеристики, наличие участка вольтамперной характеристики, обладающего отрицательным сопротивлением, резкое возрастание обратного тока при электрическом пробое, существование емкости p-n перехода. В зависимости от того, какое из свойств p-n перехода используется, полупроводниковые диоды могут быть применены для целей выпрямления, детектирования, преобразования, усиления и генерирования электрических колебаний, а также для стабилизации напряжения в цепях постоянного тока и в качестве переменных реактивных элементов.

В большинстве случаев ПД отличается от симметричного p-n перехода тем, что p- область диода имеет значительно большее количество примесей, чем n- область (несимметричный p-n переход ), т.е. . В этом случае n- область носит название базы диода. При подаче на такой переход обратного напряжения ток насыщения будет состоять почти только из потока дырок из базы в p- область и будет иметь меньшую величину, чем для симметричного перехода. При подаче прямого напряжения прямой ток тоже почти полностью будет состоять из потока дырок из p- области в базу и уже при небольших прямых напряжениях будет возрастать экспоненциально (уравнение в/а характеристики p-n перехода имеет вид:

Применение ПД для тех или иных целей определяет требования, предъявляемые к его характеристикам, к величинам преобразуемых мощностей, токов и напряжений. Эти требования могут быть удовлетворены с помощью соответствующего выбора материала, из которого изготовляется диод, технологией изготовления p-n перехода и конструкцией диода.

В соответствии с этим ПД разделяются ряд основных типовых групп. Существующая классификация подразделяет ПД следующим образом:

а) по назначению (выпрямительные, детекторные, преобразовательные, стабилитроны, варикапы и др.);

б) по частотным свойствам (низкочастотные, высокочастотные, СВЧ);

в) по типу перехода (плоскостные, точечные);

г) по исходному материалу (германиевые, кремниевые, арсенид-галлиевые и т.д.);

Кроме того существует разделение ПД внутри одной группы в соответствии с электрическими параметрами.

Кроме специфических параметров, характеризующих данную типовую группу, существуют параметры общие для всех ПД независимо от их специального назначения. К ним относятся: рабочий интервал температур, допустимое обратное напряжение, допустимый выпрямленный ток, допустимая мощность рассеивания.

Рабочий интервал температур.

При повышении температуры растет собственная электропроводность проводника (увеличивается генерация пар носителей заряда электрон-дырка), растет ток насыщения и растет вероятность пробоя p-n перехода.

Максимально допустимая температура перехода тем больше, чем шире запрещенная зона полупроводника. Так для германиевых диодов допустимый интервал температур окружающей среды лежит в пределах , а для кремниевых в пределах . При понижении температуры увеличивается сопротивление диода как прямое, так и обратное, а также появляется вероятность механических повреждений кристалла из-за увеличивающейся хрупкости.

Допустимое обратное напряжение

Обычно за допустимое обратное напряжение принимается величина:

где — напряжение, при котором возникает пробой p-n перехода.

Значение зависит от температуры и от удельного сопротивления полупроводника . Последнее объясняется тем, что напряженность поля p-n перехода, а значит и напряжение пробоя зависят от ширины перехода, которая в свою очередь зависит от концентрации примесей, т.е. от удельного сопротивления полупроводника. Так как p-n переход тем шире, чем больше удельное сопротивление полупроводника, то и будет тем больше, чем больше удельное сопротивление исходного материала.

Если требуется получить большое выпрямленное напряжение, при котором к диоду будет приложено обратное напряжение большее, чем допустимое, применяют последовательное включение диодов. Так как величины обратных сопротивлений диодов не одинаковы, то обратные напряжения при последовательном включении распределяются между диодами неравномерно и диод, имеющий большее обратное сопротивление, может быть пробит. Во избежание этого каждый из последовательно включенных диодов шунтируют сопротивлением такой величины, чтобы распределение напряжений на диодах в основном определялось этими сопротивлениями.

Допустимый выпрямленный ток

Так как при протекании тока возрастает температура перехода, то величина допустимого тока ограничивается допустимой температурой перехода. Для того, чтобы получить выпрямленный ток больше допустимой величины, можно включить несколько диодов параллельно. Так как диоды обладают разным прямым сопротивлением, то токи распределяются неравномерно и может оказаться, что ток, протекающий через диод с наименьшим сопротивлением, превысит допустимое значение. Во избежание этого последовательно с каждым из диодов включается сопротивление.

Предельно допустимая мощность рассеивания .

Предельно допустимая мощность рассеивания зависит от конструкции диода, так и от температуры окружающей среды, т.е. от условий охлаждения.

Очевидно, что рабочие режимы в схемах надо выбирать так, чтобы:

где I — ток, протекающий через диод,

U — напряжение, приложенное к диоду.

2.2 Выпрямительные диоды (силовые диоды. вентили).

Выпрямительные ПД применяются для преобразования переменного тока низкой частоты (до 50кГц) в ток одного направления (выпрямление переменного тока). Обычно рабочие частоты выпрямительных ПД малой и средней мощности не превышают 20 кГц, а диодов большой мощности — 50 Гц.

Возможность применения p-n перехода для целей выпрямления обусловлено его свойством проводить ток в одном направлении (ток насыщения очень мал).

В связи с применением выпрямительных диодов к их характеристикам и параметрам предъявляются следующие требования:

а) малый обратный ток ;

б) большое обратное напряжение;

в) большой прямой ток;

г) малое падение напряжения при протекании прямого тока.

Для того, чтобы обеспечить эти требования, выпрямительные диоды выполняются из полупроводниковых материалов с большой шириной запрещенной зоны, что уменьшает обратный ток, и большим удельным сопротивлением, что увеличивает допустимое обратное напряжение. Для получения в прямом направлении больших токов и малых падений напряжения следует увеличивать площадь p-n перехода и уменьшать толщину базы.

Выпрямительные диоды изготавливаются из германия (Ge) и кремния (Si) с большим удельным сопротивлением, причем Si является наиболее перспективным материалом.

Кремниевые диоды, в результате того, что Si имеет большую ширину запрещенной зоны [1] , имеют во много раз меньшие обратные токи, но большее прямое падение напряжения, т.е. при равной мощности отдаваемой в нагрузку, потеря энергии у кремниевых диодов будет больше. Кремниевые диоды имеют большие обратные напряжения и большие плотности тока в прямом направлении.

Зависимость вольтамперной характеристики кремниевого диода от температуры показана на рис.2.1.

Из рисунка 2.1 следует, что ход прямой ветви вольтамперных характеристик при изменении температуры изменяется незначительно. Это объясняется тем, что концентрация основных носителей заряда при изменении температуры практически почти не изменяется, т.к. примесные атомы ионизированы уже при комнатной температуре.

Количество неосновных носителей заряда определяется температурой и поэтому ход обратной ветви вольтамперной характеристики сильно зависит от температуры, причем эта зависимость резко выражена для гермениевых диодов. Величина напряжения пробоя тоже зависит от температуры. Эта зависимость определяется видом пробоя p-n перехода. При электрическом пробое за счет ударной ионизации возрастает при повышении температуры. Это объясняется тем, что при повышении температуры увеличиваются тепловые колебания решетки, уменьшается длина свободного пробега носителей заряда и для того, чтобы носитель заряда приобрел энергию достаточную для ионизации валентных связей, надо повысить напряженность поля, т.е. увеличить приложенное к p-n переходу обратное напряжение. При тепловом пробое при повышении температуры уменьшается.

В некотором интервале температур для германиевых диодов пробой чаще всего бывает тепловым (ширина запрещенной зоны Ge невелика), а для кремниевых диодов — электрическим. Это определяет значения при заданной температуре. При комнатной температуре значения для германиевых диодов обычно не превышают 400В , а для кремниевых — 1500В.

2.3 Высокочастотные полупроводниковые диоды.

В высокочастотных полупроводниковых диодах так же, как и в выпрямительных диодах, используется несимметричная проводимость p-n перехода.

Они работают на более высоких частотах, чем выпрямительные диоды (до сотен Мгц), и подразделяются на универсальные и импульсные. Универсальные в.ч. диоды применяются для получения высокочастотных колебаний тока одного направления, для получения из модулированных по амплитуде в.ч. колебаний — колебаний с частотой модуляции (детектирование), для преобразования частоты. Импульсные диоды применяются как переключающий элемент в импульсных схемах.

При работе ПД на высокой частоте большую роль играет емкость перехода, обусловливающая инерционность диода. Если диод включен в выпрямительную схему, то влияние емкости приводит к ухудшению процесса выпрямления

Кроме того, эффективность выпрямления снижается за счет того, что часть подведенного к p-n переходу внешнего напряжения падает на сопротивлении базы диода. Отсюда следует, что p-n переходы полупроводниковых диодов, работающих на высокой частоте должны обладать малой емкостью и малым сопротивлением базы .

Для уменьшения емкости уменьшают площадь перехода, а для уменьшения сопротивления базы уменьшают толщину базы.

Требование уменьшения инерционных свойств в.ч. диода и, в связи с этим уменьшение площади перехода, времени жизни неравновесных неосновных носителей заряда и толщины базы становится особенно важным в том случае, если диод работает в импульсной схеме в качестве переключателя. Переключатель имеет два состояния: открытое и закрытое. В идеальном случае переключатель должен иметь нулевое сопротивление в открытом состоянии, бесконечно большое — в закрытом, и мгновенно переходить из одного состояния в другое. В реальном случае при переключении в.ч. диода из закрытого состояния в открытое и обратно стационарное состояние устанавливается в течении некоторого времени, которое называется временем переключения и характеризует инерционные свойства диода. Наличие инерционных свойств при быстром переключении приводит к искажению формы переключаемых импульсов.

При изготовлении импульсных диодов в исходный полупроводник вводятся элементы, являющиеся эффективными центрами рекомбинации (Au, Cu, Ni ), что снижает время жизни неравновесных носителей заряда. Толщина n- области (базы) уменьшается до значений меньших, чем значение диффузионной длины пробега дырок Zр. Это одновременно уменьшает и время жизни неравновесных носителей и сопротивление базы. Конструктивно в.ч. диоды выполняются в виде точечной конструкции или плоскостной с очень малой площадью перехода.

2.4 Туннельные диоды.

Туннельные диоды выполняются из полупроводников с большим количеством примесей (вырожденные полупроводники). Вольтамперная характеристика p-n перехода, выполненного на основе вырожденных полупроводников, имеет область с отрицательным сопротивлением, на котором при увеличении напряжения протекающий ток уменьшается. Элемент, обладающий отрицательным сопротивлением, не потребляет электрическую энергию, а отдает ее в цепь, т.е. является активным элементом цепи.

Наличие падающего участка вольтмаперной характеристики позволяет применять туннельные диоды в качестве генераторов и усилителей электрических колебаний широкого диапазона частот, включая СВЧ, и в качестве высокоскоростных переключателей.

Туннельные диоды выполняются из вырожденных полупроводников, главным образом из германия, кремния и арсенида галлия. Т.к. для туннельного перехода носителей сквозь потенциальный барьер p-n переход должен быть узким и резким, то p-n переходы туннельного диода изготавливают методом вплавления. Кроме того, применяется метод эпитаксильного наращивания вырожденных слоев, который также позволяет получить резкие переходы. Для уменьшения емкости (а, следовательно, для повышения верхней граничной частоты, на которой туннельный диод может работать как активный элемент с отрицательным сопротивлением) применяется метод получения p-n переходов малой площади.

Вольтамперная характеристика туннельного диода показана на рис.2.2. Ее вид зависит от концентрации примесей, от рода примесей при одном и том же значении концентрации и от температуры, причем зависимость от температуры различна для туннельных диодов, выполненных из разных материалов.

Основным параметром, характеризующим вольтамперную характеристику туннельного диода, является отрицательное дифференциальное сопротивление, характеризующее наклон падающего участка :

Т. к. туннельное прохождение электронов сквозь потенциальный барьер перехода не связано с медленным процессом диффузии, то время передачи туннельного тока очень велика (порядка сек для сильно легированного германия) и в туннельных диодах отсутствует инерционность за счет малой подвижности носителей. Поэтому частотные свойства туннельных диодов определяются не скоростью передачи тока, а только факторами, зависящими от конструкции: емкостью p-n перехода С, сопротивлением потерь , обусловленным объемным сопротивлением полупроводника и выводов, и суммарной индуктивностью диода . Частотные свойства туннельного диода характеризуются максимальной частотой

На частотах выше туннельный диод уже нельзя использовать в качестве отрицательного сопротивления, т.е. генерирование и усиление электрических колебаний на этих частотах невозможно. Кроме того, качество туннельного диода на высоких частотах оценивается отношением , которое иногда называется фактором добротности.

При работе туннельного диода в переключающих схемах его быстродействие характеризуется величиной времени переключения, зависящим и от свойств диода и от параметров схемы.

2.5 Стабилитроны

Обратная ветвь в/а характеристики, показанной на рис.2.3, т.е. явление пробоя p-n перехода, можно использовать для целей стабилизации напряжения, пользуясь тем обстоятельством, что до тех пор пока пробой носит электрический характер характеристика пробоя полностью обратима. Полупроводниковые диоды, служащие для стабилизации напряжения, называются стабилитронами.

Как видно из характеристики, в области пробоя незначительные изменения обратного напряжения приводят к резким изменениям величины обратного тока. Предположим, что диод, имеющий такую характеристику, включен в простейшую схему, показанную на рис.2.4, причем рабочая точка [2] находится в той области в/а характеристики, где при изменении тока напряжение практически остается постоянным.

В этом случае, если изменяется входное напряжение U, то изменяется ток в цепи, но т.к. напряжение на диоде при изменении тока остается постоянным (изменяется сопротивление диода), то и напряжение в точках а,б — постоянно. Если параллельно к диоду к точкам а,б подключить сопротивление нагрузки, то напряжение на нагрузке тоже не изменится.

Стабилитроны изготовляются из кремния. Это связано с тем, что в стабилитронах может быть использована только электрическая форма пробоя, которая является обратимой. Если пробой перейдет в необратимую тепловую форму, то прибор выйдет из строя. Поэтому величина обратного тока в стабилитронах ограничена допустимой мощностью рассеивания.

Т.к. ширина запрещенной зоны кремния больше, чем у германия, то для него электрическая форма пробоя перейдет в тепловую при больших значениях обратного тока — отсюда целесообразность выполнения стабилитронов из кремния. Степень легирования кремния, т.е. величина его удельного сопротивления , зависит от величины стабилизируемого напряжения, на которое изготовляется диод. Стабилитроны для стабилизации низких напряжений изготовляются из кремния с малым удельным сопротивлением; чем выше стабилизируемое напряжение, тем из более высокоомного материала выполняется диод. Изменение стабилизируемого напряжения от нескольких вольт до десятков вольт может быть достигнуто изменением удельного сопротивления кремния.

Основным параметром стабилитронов является напряжение стабилизации и температурный коэффициент напряжения ТКН, характеризующий изменение напряжения на стабилитроне при изменении температуры на , при постоянном токе.

ТКН может принимать как положительные, так и отрицательные значения в зависимости от влияния температуры на напряжение пробоя . Для низковольтных стабилитронов, которые выполняются из низкоомных полупроводников, пробой имеет туннельный характер, а т.к. вероятность туннельного перехода электронов возрастает с увеличением температуры, т.е. падает, то низковольтные стабилитроны имеют отрицательный ТКН. В p-n переходах высоковольтных стабилитронов, которые выполняются из высокоомных полупроводников, происходит пробой за счет ударной ионизации и U пробоя растет с повышением температуры, т.к. тепловые колебания решетки уменьшают длину свободного пробега носителей заряда и для того, чтобы они приобрели кинетическую энергию, нужную для ионизации валентных связей, надо повысить напряженность поля перехода.

Для высокоомных стабилитронов ТКН — положителен.

где U— напряжение на диоде,

T— температура.

2.6 Варикапы.

Действие варикапов основано на использовании емкостных свойств р-п перехода.

Обычно используется зависимость величины барьерной емкости от напряжения в области обратных напряжений. В общем виде зависимость величины зарядной емкости от напряжения имеет вид;

где А — постоянная,

— высота потенциального барьера,

U — внешнее напряжение,

— для резких переходов,

— для плавных переходов.

Эта зависимость изображена на рис.2.5, где сплошной линией показана характеристика плавного перехода, а пунктирной — резкого перехода.

Варикапы могут быть использованы для различных целей как конденсаторы с переменной емкостью. Иногда их используют в параметрических усилителях. В принципе работы параметрического усилителя лежит частичная компенсация потерь в колебательном контуре, состоящем из катушки индуктивности L и конденсатора C, при периодическом изменении емкости конденсатора или индуктивности катушки (при условии, что изменение будет происходить в определенных количественных и фазовых соотношениях с частотой колебаний контура). В этом случае увеличение мощности электрических колебаний (сигнала) происходит за счет энергии того источника, который будет периодически изменять величину реактивного параметра. В качестве такого переменного реактивного параметра и используется варикап, емкость которого меняется в результате воздействия гармонического напряжения подаваемого от специального генератора накачки. Если с помощью варикапа и генератора накачки полностью скомпенсировать все потери контура, т.е. довести его до состояния самовозбуждения, то такая система носит название параметрического генератора.

Очевидно, что в качестве управляемой емкости может работать любой полупроводниковый диод, при условии, что величина его зарядной емкости достаточно велика. К специальным параметрическим диодам, работающим в параметрических усилителях на высоких и сверхвысоких частотах, предъявляются повышенные требования : они должны обладать сильной зависимостью емкости от напряжения и малым значением сопротивлением базы для повышения максимальной рабочей частоты.

[2] рабочей точкой называется точка на характеристике прибора, определяющая постоянное значение тока, протекающего через прибор, и постоянное значение напряжения

Сайт ориентирован на работу в INTERNET EXPLORER 4.0 и выше.
Разрешение 800х600 и больше. Используйте кнопку F11

©, Центр телекоммуникационных технологий, авторы, 2002
webmasters: Р.Романов Г.Сидоров e-mail: physics@tspu.tula.ru

Почему длительное прохождение прямого тока изменяет сопротивление диода?

Потому что греется p-n переход. Движение молекул кремния увеличивается, что мешает прохождению свободных электронов.

Похожие вопросы

Ваш браузер устарел

Мы постоянно добавляем новый функционал в основной интерфейс проекта. К сожалению, старые браузеры не в состоянии качественно работать с современными программными продуктами. Для корректной работы используйте последние версии браузеров Chrome, Mozilla Firefox, Opera, Microsoft Edge или установите браузер Atom.

Поведение высоковольтных MOSFET транзисторов в преобразователях с мягким переключением: анализ и повышение надежности Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Дирбергер Кеннет, Саро Лео, Хамзин Наджим, Редл Ричард

В данной статье анализируется поведение MOSFET-транзистора при высоком напряжении питания в мощном конверторе с преобразованием при нулевом напряжении, и выдвигается оригинальная теория причины пробоя MOSFET-транзистора. Здесь также предложены новые технические решения по повышению устойчивости транзистора и, следовательно, надежности всего оборудования.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Текст научной работы на тему «Поведение высоковольтных MOSFET транзисторов в преобразователях с мягким переключением: анализ и повышение надежности»

Лео САРО (Leo SARO)

pad@sicon-ups.com Кеннет ДИРБЕРГЕР (Kenneth DIERBERGER)

KenD@advancedpower.com Ричард РЕДЛ (Richard REDL)

Перевод Наджима ХАМЗИНА

Поведение высоковольтных MOSFET-транзисторов в преобразователях с мягким переключением:

анализ и повышение надежности

Преимущества схем конверторов с мягким переключением и, в частности, с переключением при нулевом напряжении (ПНН, также называемое переходом при нуле напряжения или резонансным переходом), известны большинству специалистов. Высокочастотные конверторы, запитываемые от источника высоковольтного напряжения, демонстрируют значительно улучшенные характеристики при использовании топологии с мягким переключением. К данным улучшениям можно отнести:

1) уменьшенные потери на переключение, которые позволяют повысить частоту преобразования и устанавливать реактивные компоненты меньших размеров;

2) уменьшенные электромагнитные и радиопомехи;

3) отсутствие потребности в сложных и дорогостоящих снабберных схемах;

4) использование паразитных элементов схемы для организации резонансного перехода. Благодаря перечисленным преимуществам

топологию с переключением при нулевом напряжении в настоящее время широко используют в силовой электронике и особенно в телекоммуникационных системах электропитания.

MOSFET-транзистор наиболее часто используется в качестве управляемого транзисторного ключа в мостовом преобразователе с переключением при нулевом напряжении. MOSFET-транзистор способен работать на высоких частотах переключения, и его внутренний паразитный диод экономит дополнительный внешний компонент, который необходим в преобразовате-

ле для фиксирования напряжения переключения на уровне напряжения источника питания. И внутренний паразитный диод и выходная емкость транзистора являются существенными компонентами для организации резонансного перехода.

Хотя в мостовом преобразователе с переключением при нулевом напряжении MOSFET-транзистор устойчиво работает внутри своей области безопасной работы, и его внутренний паразитный диод никогда не подвергается жесткому выключению, на практике случаются некоторые «необъяснимые» отказы из-за неизбежного использования внутреннего паразитного диода.

Предложены новые технические решения по повышению устойчивости транзистора и, следовательно, надежности всего оборудования. Эффективность этих решений подтверждена работой телекоммуникационного источника электропитания мощностью 6000 Вт и выходного тока 100 А.

Выпрямитель с выходными параметрами 60 В, 100 А для применения в телекоммуникационных устройствах был разработан с использованием силовых MOSFET-транзисторов на 1000 В в узле DC/DC-конвертора с ПНН. Первоначально использовались компоненты со стандартным восстановлением,

поскольку считалось, что внутренние паразитные диоды никогда не подвергаются жесткому выключению, то есть к диодам никогда не прикладывается обратное напряжение, пока по ним протекает прямой ток.

На этапе серийного производства мы фиксировали множество отказов MOSFET-транзисторов в преобразователе с ПНН. Последующее исследование определенно доказало, что транзистор надежно работал в пределах своей области безопасной работы (SOA). Фактически, мы могли продемонстрировать, что при всех возможных нормальных и критических условиях все статические и переходные электрические параметры MOSFET-транзистора оставались в пределах максимально допустимых значений.

В результате анализа отказов, выполненного на статистически значимом количестве компонентов, была получена следующая информация:

1)Наименьшее значение времени обратного восстановления внутреннего паразитного диода уменьшало число отказов. Обратите внимание на то, что мы могли контролировать, устанавливая схему обнаружения и регистрации во всех источниках питания, что внутренний диод MOSFET-транзистора работал без жесткого выключения.

2) Все отказы случались, когда выходная нагрузка снижалась до уровня менее 25% от ее максимальной величины, несмотря на тот факт, что в этом случае MOSFET-транзисторы менее нагружены (то есть работают с более низким значением тока, мощности рассеяния, dv/dt, перенапряжения и т. д.), чем в том случае, когда нагрузка увеличена.

3) Оборудование, которое работало ниже критического значения недонагруженности в течение достаточно длительного промежутка времени, продолжало и дальше работать, практически без отказов МО3РЕТ-транзисторов.

4) Обычно, если в оборудовании происходил отказ МОЗРЕТ-транзистора, то после замены неисправного компонента оно работало без аналогичного отказа.

В данной статье делается попытка дать объяснение вышеупомянутой информации, а также предлагаются способы устранения отказов МОЗРЕТ-транзистора.

Основные режимы работы мостового преобразователя с использованием фазосдвигающей ШИМ с переключением при нулевом напряжении

Типовая схема (рис. 1) [1-4, 7] включает 4 транзисторных ключа 31-34, каждый из которых зашунтирован антипараллельным диодом и выходной емкостью. Дополнительная индуктивность и два небольших фиксирующих диода [1] задействованы в первичной обмотке трансформатора для поддержания режима мягкого переключения при уменьшенной нагрузке и ограничения перенапряжения на выходных выпрямительных диодах.

Рис. 1. Мостовой преобразователь с переключением при нулевом напряжении

Транзисторные ключи в преобразователе работают с отсутствием потерь при включении и с уменьшенными потерями при выключении. Из-за индуктивной нагрузки плеча моста и тока, текущего в нагрузке, будет естественная замена тока транзисторного ключа током антипараллельного диода другого транзисторного ключа в том же самом плече, которая приведет к фактически нулевому напряжению на транзисторном ключе к моменту включения. Это, в свою очередь, исключает потери мощности, вызванные, во-первых, одновременным наличием тока и напряжения в транзисторном ключе при каждом переключении и, во-вторых, разрядом выходной емкости транзисторного ключа. Выходная емкость работает как емкостной снаббер, уменьшая потери на выключение, вызванные конечным временем выключения транзисторного ключа. Паразитные элементы схемы (выходная емкость, индуктивность намагничивания и рассеяния, антипараллель-ный диод) преимущественно используются для содействия резонансному переключению с низкими потерями.

Транзисторные ключи в данном преобразователе используются иначе, чем в стандартном преобразователе с жестким переключением, так как внутренний антипараллельный диод МОЗРЕТ-транзистора и выходная емкость становятся существенными компонентами в резонансном переходе. Временная диаграмма (рис. 2) демонстрирует работу преобразователя.

Рис. 2. Временная диаграмма работы мостового преобразователя с переключением при нулевом напряжении

Преобразователь работает с фиксированной частотой переключения 50 кГц и с регулируемым напряжением питания 800 В. Выходной выпрямитель представляет собой удвоитель тока. Эффективное значение коэффициента заполнения (установленного для напряжения на входе трансформатора) определяется периодом между коммутациями двух плеч моста. В данном преобразователе вместо модуляции фактической ширины импульса драйверов затворов мы поддерживаем коэффициенты заполнения затвора (и транзисторного ключа соответственно) на фиксированном уровне 50% и изменяем момент переключения плеча З3-З4.

Полный цикл переключения состоит из семи стадий.

Стадия 1. Передача мощности Диагональные транзисторные ключи З1 и З4 находятся в открытом состоянии. УА = 800 В, так как ключ 31 открыт; Ув = 0 В, поскольку ключ 34 тоже открыт; Ур равно полному напряжению питания 800 В. На этой стадии первичный ток трансформатора 1р увеличивается из-за вклада тока намагничивания и особенно из-за тока в выходных катушках индуктивности. Антипараллельные диоды транзисторных ключей не участвуют в работе схемы и ток не проводят. Мощность пере-

дается с входа на выход. Эта часть цикла характеризуется открытым состоянием схемы. Стадия 2. Резонансный переход: от передачи мощности к свободной циркуляции тока В конце стадии передачи мощности транзисторный ключ З4 переходит в выключенное состояние. Так как ток катушки индуктивности не может резко меняться, он продолжает течь, перезаряжая выходные емкости транзисторных ключей 33, 34 и, таким образом, уровень напряжения в точке Ув поднимается до значения напряжения источника питания 800 В.

Стадия 3. Свободная циркуляция тока (антипараллельный диод)

Когда напряжение в точке Ув достигает напряжения источника питания, антипарал-лельный диод транзисторного ключа З3 начинает проводить ток, фиксируя напряжение Ув на уровне 800 В. Полный ток первичной обмотки 1р теперь течет через антипараллельный диод.

Стадия 4. Свободная циркуляция тока (антипараллельный диод + переход «сток-исток» транзистора)

Через несколько сотен наносекунд после того, как антипараллельный диод транзистора 33 начал проводить ток, включается транзистор 33 с целью снижения потерь проводимости за счет совмещения открытого перехода «сток-исток» МО3РЕТ-транзисто-ра с открытым состоянием антипараллель-ного диода. Обратите внимание, что включение транзистора 33 имеет место при нулевом напряжении «сток-исток» транзистора, поэтому включение транзистора происходит без потерь.

Часть (отрицательного) первичного тока 1Р теперь течет через переход «сток-исток» транзистора 33; остающийся ток течет в ан-типараллельном диоде. Весь ток транзистора 31 положителен и течет в переходе «сток-исток» транзистора. УА = 800 В, так как транзистор 31 открыт; Ув = 800 В, так как транзистор 33 тоже открыт, и Ур = 0 В.

Рассмотренная часть цикла характеризуется свободной циркуляцией тока. Это позволяет фиксировать частоту преобразования; фактически, данная ситуация сохраняется до начала включения другой диагонали (прохождение тока через транзисторы 32 и 33). Эта часть цикла обычно длится несколько микросекунд.

Стадия 5. Резонансный переход: от свободной циркуляции тока к передаче мощности Транзисторный ключ 31 выключен, и ток в нем отклонен от перехода «сток-исток» транзистора к выходной емкости. Если ток перехода «сток-исток» транзистора спадает к нулю прежде, чем существенно повысилось напряжение У05, мы получаем выключение без потерь. Ток теперь перезаряжает выходные емкости 31 и 32, устанавливая напряжение УА от 800 к 0 В.

Стадия 6. Резонансный переход: от свободной циркуляции тока к передаче мощности (антипараллельный диод)

Когда точка УА достигает нулевого напряжения, антипараллельный диод S2 начинает проводить ток, фиксируя напряжение в точке УА на нулевом уровне. Весь первичный ток 1Р теперь течет в антипараллельном диоде транзистора S2, а также в антипараллельном диоде и переходе «сток-исток» транзистора S3. Напряжение в точке УА = 0 В, так как S2 открыт; напряжение в точке Ув = 800 В, поскольку S3 открыт, и Ур = -800 В. Ток 1Р быстро уменьшается, так как токи в трансформаторе и во внешних катушках индуктивности теперь текут в разных направлениях. Стадия 7. Передача мощности Стадия 6 длится несколько сотен наносекунд, пока не откроется транзистор S2. Далее он опять включается без потерь при отсутствии напряжения на переходе «сток-исток». Ток через антипараллельные диоды транзисторов S2 и S3 быстро спадает к нулю, потому что переход «сток-исток» транзистора МОЗБЕТ отводит от них часть тока, в основном потому, что полярность напряжения на первичной обмотке трансформатора меняет направление тока 1Р на противоположное.

К моменту завершения процесса накопления заряда в катушках индуктивности мощность передана на выход, и преобразователь находится в состоянии, подобном стадии 1. Согласно параметрам нашей схемы, цикл длится приблизительно 7 мкс. Теперь преобразователь готов повторить следующий цикл, сходный с вышеупомянутым, на сей раз с диагональной парой 32-33.

Как мы можем видеть, транзистор МОЗБЕТ всегда выключается только после того, как ток в его антипараллельном диоде полностью изменил направление и в течение нескольких микросекунд протекал непосредственно в переходе «сток-исток» транзистора МОЗБЕТ; следовательно, после того, как антипарал-лельный диод прекращает проводить ток, он несколько микросекунд подвергается воздействию высокого значения ^/Л.

Описание антипараллельного диода

Все мощные МОЗБЕТ-транзисторы имеют паразитный биполярный транзистор в своей структуре. Вертикальная ДМОП-структура, как показано на рис. 3, имеет переход «база-эмиттер» биполярного транзистора, закороченный металлизацией истока, и формирует таким образом «антипараллельный диод».

Если этот паразитный биполярный транзистор становится активным, может произойти классический случай вторичного пробоя с перераспределением тока. Этот механизм достаточно хорошо описан в литературе, а также в статьях по применению МОЗБЕТ-транзистора [5, 6].

Захват тока приводит к локальному нагреву, увеличивая тем самым усиление биполярного транзистора, от этого сокращается значение тока, и, в конечном счете, транзистор отказывает. При прямом смещении антипа-раллельного диода неосновные носители, остающиеся в области базы в течение времени восстановления диода, могут вызвать разрушение транзистора.

Теория механизма разрушения

Согласно общим представлениям о топологии переключения при нулевом напряжении (ПНН), где MOSFET-транзистор находится в открытом состоянии, в то время как внутренний паразитный диод проводит ток, этот диод не будет подвержен вторичному пробою, поскольку ток полностью протекает в обратном направлении в течение достаточно продолжительного для восстановления диода промежутка времени.

В действительности заряд останется запасенным во внутреннем паразитном диоде на более длительное время, чем величина времени обратного восстановления, указанная в документации, либо до тех пор, пока не будет приложено высокое напряжение, которое приведет к рассасыванию неосновных носителей в переходе. Поэтому, когда к внутреннему паразитному диоду прикладывается высокое обратное напряжение, все еще есть вероятность вторичного пробоя (даже по прошествии относительно большого промежутка времени).

В типичной топологии ПНН прямой ток через внутренний паразитный диод фиксирует выходное напряжение к положительной

или к отрицательной шине. Этот прямой ток приводит к генерации неосновных носителей и в слое р-типа, и в эпитаксиальных п-слоях (рис. 4).

Затем переход MOSFET-транзистора открывается и отбирает часть тока, протекающего через канал внутреннего паразитного диода. Переход «сток-исток» MOSFET-транзистора может проводить ток в обоих направлениях. Отклонение тока от внутреннего паразитного диода уменьшит генерацию неосновных носителей, но не остановит ее (рис. 5).

Рис. 5. Протекание прямого тока во внутреннем паразитном диоде и переходе MOSFET-транзистора

Затем внешняя схема полностью изменяет направление тока через транзистор. Это приводит к появлению небольшого обратного тока во внутреннем паразитном диоде. Обратный ток невелик из-за незначительного электрического поля, созданного низким напряжением, произведенным текущим током в переходе с низким сопротивлением. В результате некоторые неосновные носители будут охвачены полем и удалены из перехода (рис. 6).

Рис. 4. Протекание прямого тока во внутреннем паразитном диоде

После короткого промежутка времени достаточное количество носителей будет удалено, что позволит переходу поддерживать небольшое значение напряжения. В это время большая часть тока отведена в резистивный канал и развивает положительное напряжение через Rщm), что, в свою очередь, слегка смещает диодный переход в обратном направлении. Некоторые носители будут продолжать устраняться в результате нормального процесса рекомбинации, а некоторые — в результате принудительного процесса, который зависит от напряжения, приложенного к диоду (рис. 7).

Рис. 7. Обратное протекание тока только в переходе

Величина этого напряжения зависит от тока первичной обмотки и, следовательно, от выходной нагрузки. Если это напряжение маленькое, большое количество неосновных носителей остается в переходе в течение значительного времени. Когда переход будет в закрытом состоянии, MOSFET-транзистор начнет поддерживать напряжение, создающее более высокое обратное напряжение на внутреннем паразитном диоде. Приложенное высокое обратное напряжение на внутреннем паразитном диоде охватит остающиеся в переходе носители (рис. 8). Если обратный ток приблизится к величине, достаточной для активизации паразитного биполярного транзистора, может произойти вторичный пробой, разрушающий MOSFET-транзистор.

Рис. 8. Обратное протекание тока только во внутреннем паразитном диоде

При маленькой нагрузке (то есть при низком значении тока в MOSFET-транзисторе) низкого положительного падения напряжения на сопротивлении канала недостаточно, чтобы провести полную рекомбинацию неосновных зарядов к моменту окончания вре-

мени открытого состояния транзистора. Это особенно справедливо в случае большой величины времени обратного восстановления внутреннего паразитного диода.

С другой стороны, при большой нагрузке (то есть при большом значении тока в MOSFET-транзисторе) увеличенного падения напряжения на сопротивлении канала может оказаться достаточно, чтобы провести полную рекомбинацию неосновных зарядов к моменту окончания времени открытого состояния транзистора. Это обеспечит безопасное закрытие транзистора.

Допустим, что совокупность MOSFET-транзисторов обладает статистическим распределением (нормальным, например) относительно времени рекомбинации, его зависимости от обратного напряжения, приложенного к диоду, усиления паразитного п-^-п-транзи-стора, его устойчивости к скорости нарастания ^/Л и т. д. В результате, при тех же самых рабочих режимах только определенная часть из всех рассматриваемых компонентов может представлять интерес для рассматриваемой нами проблемы. Эти склонные к разрушению MOSFET-транзисторы должны быть наиболее медленными из всех компонентов с перечисленными статистическими распределениями. Объясним, почему это так.

• Чем короче время обратного восстановления внутреннего паразитного диода, тем более низкая интенсивность отказов: ^г — хороший показатель времени рекомбинации неосновных зарядов, и этот параметр очень важен в нашей гипотезе. Следовательно, мы имеем следующую ситуацию (рис. 9):

Конечно, как было сказано прежде, следует учитывать как можно большее количество параметров для определения устойчивости MOSFET-транзистора в ПНН-конверто-рах, но единственный доступный в документации и весьма просто измеряемый параметр — гп.

• Существуют ситуации, когда часть источников питания работает в течение долгого времени без проблем, а другая часть идентичных источников питания выходит из строя за короткое время при тех же самых рабочих режимах: могло сломаться только то оборудование, в котором использовался «слабый» транзистор (более медленный).

• Оборудование, исправно проработавшее продолжительное время (даже при работе на критически малую нагрузку), имеет хорошие шансы и дальше работать без проблем: после отказа части более слабых MOSFET-транзисторов оставшиеся являются более живучими.

• Как правило, оборудование с отказавшим MOSFET-транзистором после однократной замены отказавшего элемента далее работает без аналогичных отказов: поскольку «слабые» компоненты составляют незначительную часть от всей совокупности, со статистической точки зрения очень маловероятно восстановление оборудования с использованием другого «слабого» транзистора.

Результаты экспериментов с внутренним паразитным диодом

1. Оценка запасенного заряда, остающегося в переходе

Для оценки обсуждаемой теории была построена схема испытаний (см. упрощенный вариант схемы на рис. 10). Она работает по следующему принципу. Сначала мы пропускаем прямой ток во внутреннем паразитном диоде тестируемого устройства; затем останавливаем протекание тока без приложения обратного напряжения к переходу. Наконец, после заданного периода времени обратное напряжение прикладывается к переходу внутреннего паразитного диода, и измеряется остающийся заряд обратного восстановления. Канал тестируемого устройства может быть включен или выключен в любое время до или во время испытательного цикла для выяснения последствий от смещения на затворе.

Для определения величины заряда обратного восстановления проводилось предварительное испытание без подачи прямого тока через внутренний паразитный диод и с приложением обратного напряжения 800 В с ^/Л = 1,33 В/нс. Он определен как базовый уровень заряда, или количество заряда, в котором отсутствует заряд, запасенный в результате прохождения прямого тока.

Проводился ряд испытаний для определения требуемого времени для рекомбинации всего запасенного в переходе заряда после

Рис. 9. Распределение критичных MOSFET-транзисторов от и

Іггї Іур.^ ^ ^сгіІісаНгг Хп2 Іур.

прекращения прохождения прямого тока. Канал оставался закрытым в течение этих испытаний. Эти испытания проводились при прямом токе 5 А в течение 10 мкс и обратном напряжении 800 В с ^/Л = 1,33 В/нс. Данное обратное напряжение вначале прикладывалось через 100 нс после того, как был выключен прямой ток. Далее испытание с включением обратного напряжения повторялось с увеличением интервала времени до тех пор, пока не был достигнут базовый уровень заряда обратного восстановления. Эти испытания проводились на АРТ100261Ы — стандартном MOSFET-транзисторе и на APT10025JVFR — FREDFET-транзисторе (MOSFET-транзистор с быстровос-станавливающимся внутренним паразитным диодом). Результаты показаны на рис. 11.

Из рис. 11 ясно, что заряд остается в переходе какое-то более длительное время, чем указано в значении времени обратного восстановления. Стандартный MOSFET-транзистор был почти восстановлен через 100 мкс, но требовалось до 200 мкс времени, чтобы восстановить транзистор полностью.

FREDFET-транзистор был почти восстановлен через 3 мкс и полностью восстановлен менее чем через 10 мкс. FREDFET-транзистор восстанавливался намного быстрее, чем стандартный MOSFET-транзистор из-за более короткой продолжительности жизни неосновных носителей, приводящей к более быстрой рекомбинации.

2. Оценка последствий смещения затвора при запасенном заряде Для исследования включения канала транзистора при запасенном в переходе заряде проводился другой ряд испытаний. Данный режим достигался за счет подачи потенциала на затвор тестируемого устройства в течение периода прямого прохождения тока. Запасенный заряд был измерен через 1 мкс после того, как прямой ток был остановлен.

Как и прежде, эти испытания проводились при 5 А прямого тока в течение 10 мкс и об-

ратном напряжении 800 В с іу/Л = 1,33 В/нс. Данное обратное напряжение прикладывалось через 1 мкс после того, как прямой ток был выключен.

Первое измерение было проведено с выключенным каналом транзистора. Второе измерение (рис. 12) было проведено с включением канала транзистора за 1 мкс до того, как прямой ток был выключен, и выключением канала транзистора за 300 нс до подачи обратного напряжения.

Уготеп 1С Т[мэес] г

Ірвес 1^вес ІМ5ЄС к 1[мБес] 0 П5

Рис. 12. Выбор временных отсчетов для измерения эффектов в канале транзистора при запасенном заряде, остающемся в переходе транзистора

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

Последующие измерения производились с увеличением времени открытого состояния канала транзистора с шагом 1 мкс и выключением канала всегда в то же самое время (300 нс до момента приложения обратного напряжения). Результаты приведены на рис. 13.

Рис. 13. Зависимость запасенного заряда, остающегося в переходе от времени (^й = 15 В)

Ясно, что включение канала в течение интервала прямой проводимости внутреннего паразитного диода уменьшает количество запасенного заряда, и чем скорее канал транзистора перейдет во включенное состояние, тем меньше величина остающегося заряда. Однако запасенный заряд стандартного MOSFET-транзистора никогда не достигает нулевого

Рис. 11. Запасенный заряд, остающийся в переходе после прохождения прямого тока, стал равным нулю (^й = 0 В)

значения в течение периода проводимости (10 мкс), даже если канал транзистора находится во включенном состоянии перед состоянием проводимости внутреннего паразитного диода.

С другой стороны, FREDFET-транзистор из-за короткой продолжительности жизни неосновных носителей имеет фактически нулевой запасенный заряд при включенном состоянии канала транзистора в течение последней микросекунды перед состоянием проводимости внутреннего паразитного диода.

3. Последствия от смещения затвора при обратном восстановлении Мы подготовили испытательную установку (рис. 14) для тестирования поведения внутренних паразитных диодов при обратном восстановлении. Мы были заинтересованы в получении данных не по результатам «абсолютных измерений», а скорее «сравнительных измерений» при тех же самых условиях испытаний.

Рис. 14. Испытательная установка для измерения обратного восстановления

Испытательное оборудование работает следующим образом. Постоянный ток 1’р создаваемый генератором тока, протекает через внутренний паразитный диод. Далее мы резко меняем полярность напряжения, приложенного к переходу диода, посредством внешнего ключа, связанного с источником отрицательного напряжения УТ, приложенного к стоку. К затвору также может быть приложено напряжение. Фиксируемые сигналы — диодный ток (ток стока) и диодное напряжение (напряжение «сток-исток») (рис. 15).

Обратите внимание, что на рисунке диодный ток представлен в перевернутом виде: отрицательная часть формы сигнала — прямой ток в диоде, положительная часть — ток восстановления. Во всех измерениях прямой ток 1^ — 2,5 А и обратное напряжение УТ —

1 В. Напряжение затвора равно 0 или 3 В.

Мы проверили несколько MOSFET-транзисторов. Рис. 16-19 показывают результаты испытаний для стандартного MOSFET-транзистора и для FREDFET-транзистора.

Рис. 15. Пример формы сигнала обратного восстановления

Как показано на рис. 16, в случае У? = 0 В величина Ц принимает большие значения. Это означает, что рекомбинация заряда требует много времени. Фактически, этот интервал закончен только в случае, когда неосновные носители, которые находятся на некотором расстоянии от перехода, захвачены и притянуты назад к переходу и, кроме того, емкость обратно-смещенного перехода заряжена до значения УТ. Когда затвор смещен напряжением 3 В (рис. 17), величины ^Т и QТТ (заряд обратного восстановления) уменьшаются значительно. Обратите внимание, что величина напряжения 3 В недостаточно велика, чтобы открыть канал транзистора и пропустить существенный ток.

В FREDFET-транзисторе мы можем наблюдать то же самое явление, но в этом случае сокращение ^Т меньшее (рис. 18 и 19).

Рис. 16. Обратное восстановление стандартного MOSFET-транзистора.

^ = 2,5 A, Vr= 1 В, Vg = 0 В. Масштаб горизонтальной шкалы: 500 нс/дел.

Тек ммои 100М5/в ^ ^143 Асде

Рис. 17. Обратное восстановление стандартного MOSFET-транзистора.

If = 2,5A, Vr= 1 В, Vg = 3 В. Масштаб горизонтальной шкалы: 500 нс/дел

ТекИШ! 1 .ООрЗ/э ЕТ 6338 Асде

Рис. 18. Обратное восстановление FREDFET-транзистора.

If = 2,5 A, Vr= 1 В, Vg = 0 В. Масштаб горизонтальной шкалы: 50 нс/дел

ТекИТта Т.ООрв/э ЕТ | 731 Асде

Рис. 19. Обратное восстановление FREDFET-транзистора.

^ = 2,5 A, Vr= 1 В, Vg = 3 В. Масштаб горизонтальной шкалы: 50 нс/дел

По результатам проведенных испытаний, выполненных на нескольких MOSFET-транзисторах от различных поставщиков, можно сделать вывод о том, что небольшое положительное смещение на затворе (близкое, но не достигающее порогового значения напряжения открывания транзистора) имеет большое влияние на обратное восстановление внутреннего паразитного диода, даже при том, что канал транзистора фактически выключен. Достоверным объяснением данного поведения можно считать следующее: дополнительные электроны в канале транзистора имеют тенденцию повторно объединяться с избыточными «дырками», запасенными в эпитаксиальном п-слое, ускоряя, таким образом, восстановление внутреннего паразитного диода.

4. Последствия протекания тока в канале (полевого транзистора) и состояние канала во времени при запасенном заряде, остающемся в переходе Для определения результатов протекания тока в канале полевого транзистора при запасенном заряде проводился другой ряд испытаний: пропускали прямой ток через диод в тестируемом устройстве и затем полностью меняли полярность тока (то есть меняли прямой ток через диод на прямой ток канала полевого транзистора равной величины) и поддерживали прямой ток канала транзистора в течение 2 мкс. Канал тестируемого устройства включался до или в момент перенаправления тока и выключался позже, через

2 мкс. Затем, через 200 нс после того, как канал транзистора был выключен, мы прикладывали к диоду обратное напряжение 800 В с Лу/Л: = 1,33 В/нс и измеряли запасенный заряд. Эти испытания проводились с 2 и 9 А прямого тока, протекающего через диод в течение 5 мкс. Первое измерение было предпринято при выключенном канале. Второе измерение было предпринято за 1 мс перед перенаправлением тока, когда канал находился во включенном состоянии.

Последующие измерения были предприняты с включением канала полевого транзистора на 1 мкс ранее, поддерживая канал во включенном состоянии в течение 2 мкс после перенаправления тока и выключая канал за 200 нс до приложения обратного напряжения. Результаты показаны на рис. 20. Из рисунков ясно, что хотя 9 А прямого тока через диод привели к более высоким значениям начального запасенного заряда, чем 2 А (прямого тока через диод), запасенный заряд был удален более эффективно в случае нахождения канала транзистора во включенном состоянии. Причина этого кроется в более высоком падении напряжения через канал (из-за более высокого значения тока), которое охватит большее количество заряда в переходе. Это объясняет, почему отказы произошли в случае низкого уровня выходной мощности. В диоде остается большее количество заряда, которое делает диод более восприимчивым к вторичному пробою при приложении высокого напряжения.

Технические способы повышения надежности приборов

Для повышения устойчивости работы полевого транзистора и, следовательно, надежности оборудования было исследовано несколько решений.

1. Использование FREDFET-транзисторов MOSFET-транзисторы с более быстрым временем обратного восстановления внутреннего паразитного диода демонстрируют большую устойчивость и прочность при работе в ПНН-преобразователе. В настоящее время доступны MOSFET-транзисторы с внутренним паразитным диодом, обладающим временем обратного восстановления приблизительно в десять раз меньше времени восстановления у полевых транзисторов, производимых несколько лет назад. Это особенно справедливо для случая полевых транзисторов высокого напряжения (800 В и 1000 В). Наш опыт показывает, что долговременная интенсивность отказов ПНН-преобразователей, построенных с 800-вольтовыми или 1000-вольтовы-ми FREDFET-транзисторами намного меньше, чем таковая для ПНН-преобразователей, построенных со стандартными MOSFET-транзисторами высокого напряжения.

Мы также рассмотрели три других возможных варианта повышения устойчивости, каждый из которых требует некоторой модификации схемы ПНН-преобразователя.

2. Модификации конвертора

Цель модификаций состоит в том, чтобы избежать использования внутреннего паразитного диода или, по крайней мере, минимизировать последствия его влияния на работу схемы. Рассматривались три возможности:

1. Проводимость тока внутренним паразитным диодом может быть предотвращена путем добавления перенаправляющих диодов

Рис. 20. Зависимость запасенного заряда, остающегося в переходе, от состояния канала во времени с2 и9А прямого тока

External y Schotki \ diode 4qz |г : Z External \Г ultrafast Д diode

Рис. 21. Исключение проводимости внутреннего паразитного диода с использованием перенаправляющих диодов

(current-steering diodes) — диод Шоттки последовательно со стоком MOSFET-транзистора наряду с ультрабыстрым антипарал-лельным обводным диодом (рис. 21).

В этом случае внутренний паразитный диод никогда не проводит ток. Однако это решение весьма дорого и сложно, кроме того, последовательный диод увеличивает потери проводимости.

2. Нами было замечено, что в случае выходных нагрузок выше 25% предельного значения (который означает высокий ток в ПНН-конверторе и, следовательно, высокое падение напряжения на сопротивлении RDS(on) в течение времени, когда транзистор находится во включенном состоянии) вероятность отказа незначительна. Ожидается, что вероятность отказа будет уменьшена при незначительной нагрузке, если мы поддерживаем достаточно высокое напряжение «сток-исток», вынуждая неосновные носители полностью рекомбинировать перед окончанием включенного состояния транзистора. Это может быть достигнуто путем добавления схемы исключения насыщения. На рис. 22 показано упрощенное схемное решение исключения насыщения транзистора.

При использовании стабилитрона с надлежащим напряжением стабилизации, в случае незначительной нагрузки MOSFET-транзистор вынужден работать в линейной области своей рабочей характеристики. В этой области напряжение «сток-исток» больше не связано с током, протекающим в MOSFET-транзисторе, оно постоянно и равно разнице между управляющим напряжением и суммой напряжений стабилитрона и выпрямительного

Тек ИДЯ тОМв/в 212 Асдэ^

Рис. 23. Стандартный режим незначительной нагрузки. 10= 10 А, VDS: 100 В/дел, ^: 2 В/дел, 500 нс/дел

ТекЕПта 500М5/5 ЕТ [ 790 АсдБ ^

Рис. 24. Улучшенное поведение транзистора при незначительной нагрузке. 10= 10 А, VDS: 100 В/дел, ^: 2 В/дел, 100 нс/дел

диода. Напряжение стабилитрона должно быть выбрано таким, чтобы установить напряжение «сток-исток», по крайней мере, столь же высоким, как это было при 25% от предельной величины нагрузки. При большей нагрузке падение напряжения через сопротивление Ящт) выше, чем фиксированная величина, установленная напряжением управления затвором, а также напряжениями стабилитрона и выпрямительного диода, и поведение работы схемы является обычным. Главные проблемы рассмотренного решения:

— высокие требования к точности напряжения на стабилитроне и температурная зависимость;

— увеличенное потребление мощности драйвера MOSFET-транзистора;

— сложность схемы и дороговизна.

3. Подобно схеме исключения насыщения, третье решение предотвращает проводимость внутреннего паразитного диода только в случае опасности возникновения проблемы, то есть при незначительной нагрузке. Это решение оказалось простым и эффективным без дальнейшего увеличения сложности конвертора.

Более тщательное рассмотрение основных режимов работы мостового преобразователя с мягким переключением (стадии от 2 до 4) показывает, что внутренний паразитный диод может проводить, только если напряжение «сток-исток» достигает нуля прежде, чем транзистор переходит во включенное состояние (рис. 23).

Если мы переводим MOSFET-транзистор во включенное состояние прежде, чем его напряжение «сток-исток» достигает нуля (рис. 24), канал MOSFET-транзистора будет работать параллельно с внутренним паразитным диодом до того момента, как начнет протекать ток в транзисторе. Это, в свою очередь, предотвращает протекание тока во внутреннем паразитном диоде. Фактически, если

падение напряжения через В.щ0„) меньше, чем пороговое напряжение внутреннего паразитного диода, ток будет течь только в канале полевого транзистора. Именно это происходит при незначительной нагрузке.

Обратите внимание, что, открывая MOSFET-транзистор при напряжении, отличном от нуля, мы теряем преимущества переключения при нулевом напряжении. Это, однако, не проблема, так как это происходит при незначительной нагрузке, где небольшое снижение эффективности легко можно допустить. Так или иначе, мы имеем «квазипереключение при нулевом напряжении», поскольку напряжение «сток-исток» имеет достаточно времени, чтобы приблизиться к нулю до включения MOSFET-транзистора. Так как потери на включение транзистора пропорциональны квадрату напряжения на снабберном конденсаторе, режима квазипереключения при нулевом напряжении достаточно, чтобы поддерживать потери на включение на приемлемо низком уровне.

Если происходит увеличение тока нагрузки, наклон напряжения «сток-исток» также увеличивается и при фиксированной задержке включения напряжение «сток-исток» приближается к нулю в момент включения MOSFET-транзистора (рис. 25).

Выше некоторого значения нагрузки напряжение «сток-исток» достигнет нуля прежде, чем включится MOSFET-транзистор. В этом случае конвертор работает с преимуществами переключения при нулевом напряжении (рис. 26).

Применение этого решения существенно понизило вероятность отказа MOSFET-транзистора без усложнения схемы и изменений в расположении компонентов. В массовом производстве это решение использовалось в комбинации с FREDFET-транзисторами. Эффективность такого комплексного решения была доказана статистическим анализом, выполненным на более чем 500 приборах, которые суммарно проработали в течение свыше

3 миллионов часов. Этот анализ подтвердил, что вероятность отказа MOSFET-транзисторов в ПНН-конверторе теперь незначительна.

Данная статья пытается объяснить некоторые до сих пор необъяснимые отказы, которые наблюдались в конверторах с переключением при нулевом напряжении (в особенности в мостовом преобразователе с фазовым сдвигом) с использованием высоковольтного MOSFET-транзистора.

Главным механизмом отказа MOSFET-транзисторов является вторичный пробой паразитного биполярного транзистора. Вторичный пробой может происходить, когда паразитный биполярный транзистор активизирован остаточным зарядом, оставшимся в результате проводимости внутреннего паразитного диода. Согласно общим пред-

Рис. 25. Квазипереключение при нулевом напряжении при средней нагрузке. 1о = 30 А, VDs: 100 В/дел, Vg: 2 В/дел, 100 нс/дел

ТекВПЕЯ500MS/S ЕТ ^2656 Acqs

Рис. 26. Переключение при нулевом напряжении в случае большой нагрузки. 1о = 75 А, VDs: 100 В/дел, Vg: 2 В/дел, 100 нс/дел

ставлениям о конверторах с переключением при нулевом напряжении, в которых открытый внутренний паразитный диод обычно шунтируется сопротивлением канала, в полевом транзисторе не остается заряд после периода проводимости тока. Как разъяснено в статье, а также продемонстрировано на примере экспериментально полученных данных, это не соответствует истине: заряд, остающийся в стандартных MOSFET-транзисторах, может быть существенен и часто достаточен, чтобы вызвать вторичный пробой.

С другой стороны, заряд, остающийся в MOSFET-транзисторах с быстровосстанав-ливающимся внутренним паразитным диодом (FREDFET-транзисторы), достаточно мал, и здесь проблема вторичного пробоя практически исчезает. Полная защита против вторичного пробоя может быть достигнута путем совместного использования FREDFET-транзистора с незначительной модификацией в конверторе. Эта модификация заключается в увеличении емкости снаббер-ной цепи, помещенной параллельно MOSFET-транзистору таким образом, что канал полевого транзистора включается прежде, чем

напряжение «сток-исток» достигнет нуля, и внутренний паразитный диод начнет проводить ток. Как рассмотрено в статье, это может быть сделано без существенного влияния на эффективность преобразователя с предельной нагрузкой, так как согласно сделанным в статье заключениям преждевременное включение канала необходимо только при незначительной нагрузке.

В то время как может ожидаться маленькое снижение эффективности при незначительной нагрузке из-за потери преимущества переключения при нулевом напряжении, эффективность на предельной нагрузке должна увеличиться из-за сокращения потерь на выключение, вызванного большими емкостями снабберной цепи. Статистический анализ отказа испытываемых источников питания доказывает, что комбинация FREDFET-транзисторов с увеличением емкости снабберной цепи фактически устраняет отказы MOSFET-транзистора, вызванные запасенным зарядом внутреннего паразитного диода.

Авторы благодарят Mr. Luca Franzan из SICON за полезные дискуссии и ценные комментарии, а также его общий вклад в данную работу. ■

1. Redl R., Balogh L., and Nathan O. Sokal. A Novel Soft Switching Full Bridge DC/DC Converter: Analysis, Design Considerations and Experimental Results at 1.5 kW, 100 kHz. PESC ’90 Record.

2. Andreycak B. Designing a Phase Shifted Zero Voltage Transition (ZVT) Converter. Topic 3 in the Unitrode Power Supply Design Seminar Manual. SEM-900. 1993. Unitrode Corporation.

3. Andreycak B. Design Review: 500W, 40W/in3 Phase Shifted ZVT Power Converter. Topic 4 in the Unitrode Power Supply Design Seminar Manual. SEM-900. 1993. Unitrode Corporation.

4. Andreycak B. Phase Shifted, Zero Voltage Transition Design Considerations and the UC3875 PWM Controller. Unitrode Application Note U-136A.

5. Pelly B. The Do’s and Dont’s of Using the Power HEXFET. International Rectifier Application Note 936A.

6. Avalanche and dv/dt Limitation of the Power MOSFET. Chapter 5. Motorola TMOS Power MOSFET Transistor Device Data Book. DL 135/D.

7. Certain features of the circuit topology are protected by US Pat. 5,198,969. Readers should refer to the patent for details.

Номинальный ток

Пропускная способность потоку устройства известна как его номинальный ток. Номинальный ток может быть непрерывный и импульсный. Непрерывный ток. Обычно определяется в терминах среднего или среднеквадратичного значения. Импульсный периодически повторяющийся ток. Он определяется в терминах пикового значения. Если тиристорный управляемый выпрямитель периодически включать и выключать, то устройство будет повторять определенные нестационарные процессы. На пиковые значения токов при этих процессах следует обратить внимание. Однократный импульсный ток. Ток при однократных импульсных воздействиях определяется в терминах пикового значения. Тиристор можно подвергнуть воздействию однократного импульсного тока только в течение времени, указанного для этого параметра. Однократный импульсный ток соответствует максимально возможному непериодическому пику тока, который тиристор способен выдержать. При однократном пиковом воздействии температура p-n-перехода может кратковременно превысить допустимый уровень. Однако если величины этих воздействий меньше допустимых, устройство способно в дальнейшем восстановить нормальную температуру. Этот процесс не повлечет за собой никаких необратимых изменений.

Ток запуска

Ток запуска — это минимальный ток управляющего электрода, который переводит тиристор из выключенного состояния во включенное. Этот параметр также определяется как минимальный ток запуска. Его характерная величина . 100 мА.

Ток удержания тиристора

Минимальное значение электрического тока, требуемого для поддержания тиристора в состоянии проводимости, называется током удержания. Ток удержания может быть определен как минимальное значение электрического тока, ниже которого тиристор переходит в выключенное состояние. Величина этого тока очень мала (обычно измеряется в миллиамперах), она даже меньше, чем запирающий ток управляющего электрода.

Ток управляющего электрода

Ток, подаваемый на управляющий электрод, называется током управляющего электрода. Он может быть минимальный и максимальный. Минимальный ток управляющего электрода — это минимальное значение тока, которое необходимо для включения тиристора. Управляющий ток меньше минимального не способен включить тиристор. Значение минимального тока зависит от скорости нарастания этого тока. С другой стороны, максимальный ток управляющего электрода — это максимально допустимое значение тока, которое может протекать через управляющий электрод непрерывно Мощность, рассеиваемая на управляющем электроде Средняя рассеиваемая мощность на управляющем электроде, вызванная протекающим через него импульсным током, определяется как мощность, рассеиваемая на управляющем электроде. Время включения тиристора После подачи тока на управляющий электрод тиристор неспособен мгновенно перейти в режим проводимости Для этого требуется определенное время Таким образом, время, которое требуется тиристору для достижения состояния полной проводимости » определяется как время включения тиристора. Время выключения тиристора Для выключения тиристора к нему требуется приложить обратное напряжение. Однако после этого требуется некоторое время, чтобы устройство выключилось. Это время определяется как время выключения тиристора. Его обычное значение составляет -20. 100 мкс. Скорость нарастания тока Скорость нарастания тока тиристора определяется как коэффициент di/dt. Максимальный коэффициент di/dt, при котором прибор способен сохранять включенное состояние, называется его критической скоростью нарастания тока. Рассказки про вертикальный принцип управления. 1.3. Биполярный транзистор Транзистор — это полупроводниковый прибор, изготовленный в виде трехслойной полупроводниковой структуры, образующей два близко расположенных p-n-перехода. Транзистор имеет три вывода, которые называются «эмиттер», «база» и «коллектор». Принцип работы транзистора можно объяснить с помощью рис. 1.6а. Эмиттерный переход смещен в прямом направлении, что обеспечивает инжекцию неосновных носителей в область базы. Коллекторный переход смещен в обратном направлении и обеспечивает сбор неосновных носителей, инжектированных эмиттерным переходом в область базы. Следует заметить, что область базы должна иметь достаточно малую толщину. В противном случае все инжектированные носители успеют ре комбинировать при прохождении через область базы. Допустим, что через эмиттерный переход протекают 100% электронов. Если в области базы приблизительно 1 % инжектированных электронов рекомбинируют, то оставшиеся 99% электронов пройдут через коллекторный переход. Транзистор является устройством, управляемым током. Если через базовый переход протекает ток, транзистор находится в проводящем состоянии. Если через базовый переход то к отсутствует, транзистор не проводит. . Таким образом, транзистор работает как управляемый ключ. Если на базу подать импульс тока, транзисторный ключ откроется. В отсутствие импульса тока на базе транзисторный ключ разомкнут. МОП-транзистор Символическое обозначение и структура полевого транзистора (металл — окисел — полупроводник) с изолированным затвором (МОП-транзистора) приведены на рис. 1.15а. МОП-транзистор имеет три вывода, а именно исток, сток и затвор. Величина тока, протекающего между истоком и стоком, управляется путем изменения потенциала на затворе. Область затвора изолирована от сформированных в полупроводнике областей истока и стока тонким окисным слоем