Как повысить индуктивность импульсного трансформатора

Текущее время: Пн фев 05, 2024 04:21:32

Часовой пояс: UTC + 3 часа

Запрошенной темы не существует.

Часовой пояс: UTC + 3 часа

Powered by phpBB © 2000, 2002, 2005, 2007 phpBB Group
Русская поддержка phpBB
Extended by Karma MOD © 2007—2012 m157y
Extended by Topic Tags MOD © 2012 m157y

Работоспособность сайта проверена в браузерах:
IE8.0, Opera 9.0, Netscape Navigator 7.0, Mozilla Firefox 5.0
Адаптирован для работы при разрешениях экрана от 1280х1024 и выше.
При меньших разрешениях возможно появление горизонтальной прокрутки.
По всем вопросам обращайтесь к Коту: kot@radiokot.ru
©2005-2024

Путь повышения надежности силовых тиристоров, использующихся при высокой скорости нарастания тока в открытом состоянии Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Беспалов Николай Николаевич, Голембиовский Юрий Мичиславович, Байбиков Марат Няимович

Показан один из путей повышения надежности силовых тиристоров, использующихся в электрических преобразователях в режимах включения с повышенной скоростью нарастания тока в открытом состоянии.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Текст научной работы на тему «Путь повышения надежности силовых тиристоров, использующихся при высокой скорости нарастания тока в открытом состоянии»

ЭНЕРГЕТИКА И ЭЛЕКТРОТЕХНИКА

Н.Н. Беспалов, Ю.М. Голембиовский, М.Н. Байбиков

ПУТЬ ПОВЫШЕНИЯ НАДЕЖНОСТИ СИЛОВЫХ ТИРИСТОРОВ, ИСПОЛЬЗУЮЩИХСЯ ПРИ ВЫСОКОЙ СКОРОСТИ НАРАСТАНИЯ ТОКА В ОТКРЫТОМ СОСТОЯНИИ

N.N. Bespalov, J.M. Golembiovsky, M.N. Bajbikov WAYS OF POWER THYRISTORS RELIABILITY INCREASE,

USED AT HIGH SPEED OF INCREASE CURRENT IN THE OPEN CONDITION

One of the ways to increase the reliability of power thyristors, used in electric converters in modes of inclusion with the raised speed of increase of a current in an open condition is shown here.

Надежность силовых тиристоров (СТ), использующихся в преобразовательных устройствах в режимах включения с повышенными значениями скорости нарастания тока в открытом состоянии diT/dt, во многом определяется электрическими и термическими процессами, происходящими в области первоначального включения (ОПВ). Статистика показывает [1], что около 50% всех отказов СТ в электрических преобразователях вызваны термически активируемыми эрозионными процессами в области управляющего электрода (УЭ), возникающими в процессе включения СТ.

Основным путем решения задачи обеспечения надежности СТ, использующихся в преобразовательных устройствах при повышенных значениях diT/dt, является увеличение тем или иным способом размеров площади ОПВ. При разработке конструкции полупроводникового элемента СТ это достигается за счет конструктивного увеличения периметра УЭ в сочетании с введением регенеративного усиления внешнего тока управления. Однако, величины площади ОПВ конкретных СТ одного типа зависят не только от геометрических размеров УЭ, но и от различных внутренних и внешних факторов, влияющих на процесс формирования включенного состояния [2].

К первым факторам относятся различные технологические нарушения и дефекты полупроводниковой структуры и металлизации в области УЭ, которые существенно влияют на величину площади ОПВ. Технологические нарушения и дефекты определяют и величины параметров вольт-амперной характеристики (ВАХ) УЭ СТ, которые существенно влияют на процесс формирования в цепи УЭ тока управления.

Ко вторым факторам относятся параметры импульсов тока управления, формируемых драйверами систем управления преобразователей. К этим важнейшим параметрам в первую очередь необходимо отнести амплитуду тока управления 1оы и скорость &о/& его нарастания. Для обеспечения заданной ёгт/^-стойкости СТ требуется формирование в цепи УЭ импульсов тока управления с оптимальными значениями амплитуды тока управления 1оЫОПТ и скорости его нарастания Шо/Жопт, при которых достигаются максимально возможные размеры площади ОПВ СТ определенного типа. Результаты исследований [2] показывают, что для всех основных типов СТ значения !оЫОПТ должны быть не менее 1 А, а ёго/ЛОПТ при этом — не менее 1 А/мкс. В справочной литературе [3] рекомендуется применять источники импульсов напряжения с амплитудой иГЫ = 20 В с добавочными токоограничивающими резисторами Яд = 5-10 Ом в цепи УЭ. Однако при этом не учитываются некоторые факторы, существенно влияющие на процесс формирования тока управления. Результаты наших исследований показывают, что таким фактором является разброс значений параметров ВАХ УЭ, вызванный технологическими отклонениями и изменениями температуры СТ. При разработке преобразователей с целью повышения помехоустойчивости схемы в цепи управлений СТ разработчики вводят конденсаторы, шунтирующие УЭ. Существенное влияние на параметры импульса тока управления оказывают длина соединительных линий и величина индуктивности рассеяния Ь8 импульсных выходных трансформаторов, а также величина импульсного напряжения, появляющегося на УЭ СТ при его включении в режимах с повышенной ёгт/&. Это напряжение формируется на свободном от металлизации участке УЭ при протекании через него тока в открытом состоянии с высокой скоростью нарастания. При определенных условиях это обусловливает протекание в цепи УЭ тока обратного направления относительно тока управления. Причем общий ток управления на этапе включения СТ может стать отрицательным по величине. Все это приводит к существенному отличию значений параметров токов управления СТ в эксплуатации от рекомендуемых оптимальных и, соответственно, к дополнительным электрическим потерям в цепи УЭ, которые способствуют возникновению термических процессов деградации полупроводниковой структуры СТ, что существенно снижает надежность СТ и, соответственно, преобразователей на их основе при эксплуатации.

Для обеспечения максимально возможных размеров площади ОПВ СТ в условиях действия различных факторов необходимо определить условия формирования тока управления с оптимальными параметрами при различных схемах драйверов управления.

С целью исследования влияния различных внешних и внутренних факторов на процесс формирования тока управления в СТ проведено моделирование процессов в цепи управления при использовании трансформаторных импульсных источников, реализованных на основе типовой схемы импульсного источника напряжения и предлагаемой схемы импульсного источника тока.

Рис. 1. Эквивалентная схема импульсного трансформаторного драйвера на этапе формирования переднего фронта и амплитуды тока управления

На рис. 1 представлена эквивалентная схема импульсного трансформаторного драйвера, иллюстрирующая процессы формирования тока управления в цепи УЭ на этапе

формирования переднего фронта и амплитуды тока управления, где Е — ЭДС источника напряжения; Яд — токоограничивающее сопротивление, включающее внутреннее сопротивление источника; ЯдУЭ — дифференциальное сопротивление УЭ; Ъ -индуктивность рассеяния импульсного трансформатора; СШ — шунтирующий конденсатор.

В обоих рассматриваемых случаях изменение тока через УЭ СТ описывается выражениями:

1) случай апериодического характера формирования тока в цепи:

= Я я + ВіЄРі + — СШРіА1еРі — СШР2А2еР2 , (1)

= — (Ъя + ЯдЯдуэСш) ± V(Ъя + ЯдЯдуэСШ)2 — 4 ■ (ЪяСшЯдуэ)(Яд + Ядуэ) где Р1,2 = 2Ъ С Я >

А = п Е ЯДУЭ А = п Е ЯДУЭ Я = Р2У + Х

А1 = Р 2 ■ и , V , А2 = Р1 ■ „ „ , Я1 = ,

Р1 Р2 ЯД + ЯДУЭ Р2 Р1 ЯД + ЯДУЭ Р1 Р2

Я2 = , У = т; 7. , Х = СШ А1Р1 + СШ А2Р2 ;

Р2 — Р1 ЯД + ЯДУЭ

2) случай резонансного характера формирования тока в цепи:

+ Ае~а БІп(Ьґ + ф) , (2)

__________+ ядЯдуэСш ) и = V4(ЪяС2Ядуэ )(яд + Ядуэ ) (Ъя + ядядуэСш )2

2ЪяСш ЯДУЭ 2ЪяС ш Ядуэ

а2Е2к2 2 2 . ( Ек’

А — л——г—-+ Е к , ф — агсБіп I———-I , к — ■

Ъ V А ) (Ядуэ + Яд )

В случае применения типовой схемы импульсного источника напряжения моделирование осуществлялось при Е=25 В и Яд=10 Ом. Для случая применения схемы импульсного источника тока моделирование производилось при Е= 106 В и Яд=106 Ом. В обоих случаях величина емкости шунтирующего конденсатора СШ изменялась дискретно от 1 нФ до 1 мкФ. Индуктивность намагничивания Ьы импульсного трансформатора задавалась равной 21 мГн, что соответствует условию формирования тока управления длительностью до 35 мкс. Коэффициент рассеивания а = Ь5/Ьы задавался дискретно в

пределах от 0,1 до 1%. Дифференциальное сопротивление ЯдУЭ УЭ принималось постоянным и выбиралось равным Ядуэ = 1,75 Ом (ВАХ 1) и ЯдуЭ =5, 75 Ом (ВАХ 2) на основании данных, представленных в [4].

На рис. 2 представлены некоторые результаты моделирования процесса

формирования тока управления для случая применения в драйвере управления СТ импульсного источника напряжения.

Из представленных зависимостей видно, что вариация величин дифференциального сопротивления ЯдуЭ УЭ, информация о которых обычно неизвестна потребителю СТ, и индуктивности рассеяния Ья трансформатора приводит к существенной зависимости скорости нарастания тока управления &о/Ж. При этом величины ёго/& ниже минимально допустимых значений ё1о/ЛОПТ.

Рис. 2. Временные зависимости тока в УЭ при Сш=1 нФ, а=1% (а) и с=0,1 (б)

На рис. 3 представлены расчетные зависимости скорости нарастания тока управления ёго/Л от величины емкости шунтирующего конденсатора СШ при изменении коэффициента рассеивания а для СТ с разными дифференциальными сопротивлениями Ядуэ УЭ.

Рис. 3. Зависимости б’1о/& от СШ для СТ с ВАХ 1 (а) и ВАХ 2 (б) УЭ при различных а

Из графиков рис. 3 видно, что оптимальное значение скорости нарастания тока управления ёго/Жот > 1 А/мкс в обоих случаях возможно получить только при применении импульсного трансформатора с а

Рассмотрим некоторые результаты моделирования процесса формирования тока управления для случая применения в драйвере управления СТ импульсного источника тока.

На рис. 4 представлены расчетные зависимости скорости нарастания тока управления ёго/Л от величины коэффициента рассеивания а при изменении емкости шунтирующего конденсатора СШ для СТ с разными дифференциальными сопротивлениями ЯдУЭ УЭ и при 1оЫ = 1оЫОПТ = 1 А.

Из графиков рис. 4 видно, что оптимальное значение скорости нарастания тока управления ёг0/ё10ПТ > 1 А/мкс для всех случаев, кроме случая, когда емкость шунтирующего конденсатора СШ превышает 0,1 мкФ. Однако при этом, если на этапе нарастания тока управления формировать ток со значительно большей амплитудой, то также возможно обеспечить оптимальное условие по скорости нарастания — ёго/Ж0ПТ > 1 А/мкс. При этом скорость нарастания тока не зависит от коэффициента рассеивания а импульсного трансформатора, что упрощает его конструкцию.

0-С2=100 пФ Э-С2=0,01 мкФ Ь—С2=0,1 мкФ ‘А-Ж-С2=1 мкФ

Рис. 4. Зависимости &о/& от а для СТ с ВАХ 1 (а) ВАХ 2 (б) УЭ при различных СШ при применении источника тока

Таким образом, в результате исследования определено, что при применении трансформаторных драйверов управления СТ на основе импульсного источника напряжения в условиях вариации различных параметров цепи управления и ВАХ УЭ, наблюдается существенная вариация параметров тока управления. При этом трудно обеспечить оптимальные величины параметров тока управления 10Ы0ПТ > 1 А и ёг0/ё10ПТ > 1 А/мкс. Напротив, применение драйверов на основе источника тока позволяет относительно просто решить задачу оптимизации параметров тока управления СТ в условиях действия многих факторов.

Для обеспечения требуемых параметров тока управления нами предлагается выполнять драйверы управления СТ на основе схемы управляемого источника тока. На рис. 5 представлена структурная схема разработанного драйвера, где ВОЭУ — входное оптоэлектронное устройство; РФИН — регулируемый формирователь импульсов напряжения; ИП — источник питания; УИТ — управляемый источник тока; ИТ -импульсный трансформатор.

Рис. 5. Структурная схема драйвера управления СТ на основе источника тока

Основные технические характеристики разработанного драйвера следующие:

1) амплитуда импульса тока управления 1ОЫ от 1 А до 5 А;

2) скорость нарастания импульса тока управления ёго/& не менее 2 А/мкс;

3) длительность импульса тока управления от 5 до 100 мкс;

4) частота повторения импульсов управления от 1 до 10 кГц.

Основными особенностями разработанного драйвера является то, что вход драйвера имеет оптоэлектронную развязку, совместимую с любой логикой, и трансформаторный выход, а также то, что параметры импульса тока управления мало зависят от параметров цепи управления СТ, электрического режима эксплуатации и соединительных цепей длиной до 5 метров.

Применение в преобразовательных устройствах драйверов управления СТ на основе схемы источника тока позволяет формировать импульсы управления с параметрами, при которых обеспечивается максимально возможная площадь ОПВ при включении СТ в условиях действия многих факторов. Такое решение позволит повысить надежность работы СТ в динамических режимах, характеризующихся повышенными значениями скорости нарастания тока ёгт/& в открытом состоянии.

1. Плоткина Н.З. Испытания силовых тиристоров на ёг/Л-стойкость / Н.З. Плоткина, Ю.Д. Цзин // Труды НИИПТ. Л.: Энергоиздат, 1981. С. 68-74.

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

2. Беспалов Н.Н. Экспериментальное исследование площади начального включения и потерь в тиристорах при включении по цепи управления / Н.Н. Беспалов, Е.М. Гейфман // Электротехника. 1995. № 1. С. 48-51.

3. Замятин В.Я. Мощные полупроводниковые приборы. Тиристоры: справочник /

B.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, В.М. Петухов. М.: Радио и связь, 1987. 576 с.

4. Беспалов Н.Н. Выходной каскад для управления силовыми тиристорами / Н.Н. Беспалов, М.Н. Байбиков // Электроника и информационные технологии. Саранск, 2002.

Беспалов Николай Николаевич —

кандидат технических наук, доцент, заведующий кафедрой «Автоматика»

Мордовского государственного университета им. Н.П. Огарева

Голембиовский Юрий Мичиславович —

доктор технических наук, профессор кафедры «Системотехника»

Саратовского государственного технического университета

Байбиков Марат Няимович —

аспирант кафедры «Системотехника»

Саратовского государственного технического университета

Power Electronics

А куда приклеивать будем ту часть потока, которая не «сцепится»? И какую роль будем отводить этой подлой составляющей?

_________________
.
Заголовок сообщения:
Добавлено: 12-01, 16:54

Бери ферит из одной партии, провод одинаковый, мотай одинаково и будет тебе счастье. Транс на Ш сердечнике это фактически два транса на кольцах в которых обмотки соединены последовательно.

_________________
Площадь Ленина это произведение, длины Ленина на ширину Ленина.
Заголовок сообщения:
Добавлено: 12-01, 18:08
tig0r писал(а):
Бери ферит из одной партии, провод одинаковый, мотай одинаково и будет тебе счастье..
Будет. Только тразисторов, «усваивающих» десятки киловатт при коммутации жалко
Заголовок сообщения:
Добавлено: 12-01, 19:57
Alex Thorn
когда:
tig0r писал(а):
Бери ферит из одной партии, провод одинаковый, мотай одинаково и будет тебе счастье.

ИМХО, он хотел сказать, что берите скоко хотите сердечников из одной партии, мотайте обмотки и соединяйте их как хотите. Поэтому Ваше

Alex Thorn писал(а):
Только тразисторов, «усваивающих» десятки киловатт
как бы не к месту
tig0r писал(а):

Транс на Ш сердечнике это фактически два транса на кольцах в которых обмотки соединены последовательно.

ИМХО, думаю по другому. Ш-образ. сердечник это два кольца расположенных в виде цифры «8» с обмоткой намотанной на соприкасающихся частях колец. И далее. Если выполнить отдельные трансы на кольцах, то первичные обмотки будут содержать большее к-во витков, ежели одна обмотка на 2-х кольцах. В этом случае (для Ш) уместней говорить, что первички соединены параллельно, нежели — последовательно

_________________
Есть только миг между прошлым и будущим, именно он называется ЖИЗНЬ ©
Заголовок сообщения:
Добавлено: 12-01, 20:49

Burner
пошарахался по инету и надыбал. Вот здесь:
http://www.transformatory.org.ua/princi . atorov.php
сказано об единичном силовом трансе всё то, что я пытаюсь коряво сказать.
Прочитав это прикиньте, что будет, если первичные обмотки N-го кол-ва трансов соединить последовательно, а вторичную намотать одну, охватив ею все сердечники.
ИМХО, для Alex Thorn и strannicmd есть два варианта.
1. Первички соединить последовательно, а вторички через диоды выпрямителя параллельно.
2. Первички соединить параллельно, вторички тоже — через диоды выпрямителя.
Для меня предпочтителен 1 вариант

З.Ы. Ессно, все соединения с соблюдением полярности обмоток.

_________________
Есть только миг между прошлым и будущим, именно он называется ЖИЗНЬ ©
Заголовок сообщения:
Добавлено: 12-01, 23:20
Maikl писал(а):
как бы не к месту

к месту. влияние паразитной индуктивности вроде как увеличивает мощность при выключении транзистора, или нет?

Maikl писал(а):
1. Первички соединить последовательно, а вторички через диоды выпрямителя параллельно.

не рискнул-бы при большом количестве можно нарваться на напряжение, которое диод не выдерживает. это я о трансформаторе тока

Maikl писал(а):
2. Первички соединить параллельно, вторички тоже — через диоды выпрямителя.

не вызывает сомнений, наверное так правильнее всего будет.
я не говорил, кстати, что общий виток в описанном выше экперименте греется вполне прилично под нагрузкой. вот она Ls любимая

_________________
.
Заголовок сообщения:
Добавлено: 13-01, 03:04
Вроде не в тему, но
Maikl писал(а):

пошарахался по инету и надыбал. Вот здесь:

Смотрю по ссылке:
Цитата:

ЭДС во вторичной обмотке пропорциональна первой производной от магнитного потока. Для синусоидальных сигналов первой производной от синуса является косинус, сдвиг фазы между синусом и косинусом составляет 90°. В результате, при согласном включении обмоток, трансформатор сдвигает фазу приблизительно на 180°. При встречном включении обмоток прибавляется дополнительный сдвиг фазы на 180° и суммарный сдвиг фазы трансформатором составляет приблизительно 360°.

Криво и неграмотно изложено. Правильно будет приложенное напряжение sin, магнитный поток -cos, производная опять sin. Противоречит Википедии http://ru.wikipedia.org/wiki/ Трансформатор :

Цитата:

Мгновенный магнитный поток в магнитопроводе трансформатора определяется интегралом по времени от мгновенного значения ЭДС в первичной обмотке, и в случае синусоидального напряжения сдвинут по фазе на 90° по отношению к ЭДС. Наведенная во вторичных обмотках ЭДС пропорциональна первой производной от магнитного потока, и для любой формы тока совпадает по фазе и форме с ЭДС в первичной обмотке.

На мой взгляд так правдоподобнее.

_________________
. Прогресс из чего-то следует..

Последний раз редактировалось Lincent 13-01, 07:30, всего редактировалось 1 раз.

Заголовок сообщения:
Добавлено: 13-01, 06:18
Alex Thorn писал(а):
. влияние паразитной индуктивности вроде как увеличивает мощность при выключении транзистора.

если Вы помните начало темы, то впроса о ключах там небыло. В одном из своих постов об этом тоже говорю.

Alex Thorn писал(а):

при большом количестве можно нарваться на напряжение, которое диод не выдерживает. это я о трансформаторе тока

здесь не совсем понял о чём речь. Разговор шёл о силовом трансе (силовых трансах, обмотки которого включены последовательно/параллельно)

Lincent писал(а):
Вроде не в тему, но
почему же, как раз в тему, для понимания проблемы включения обмоток последовательно/параллельно.

_________________
Есть только миг между прошлым и будущим, именно он называется ЖИЗНЬ ©
Заголовок сообщения:
Добавлено: 13-01, 09:32
Maikl писал(а):

В этом случае (для Ш) уместней говорить, что первички соединены параллельно, нежели — последовательно

Да нет, это уже не раз обсуждалось, как вы кольца по проводнику не двигайте если он проходит последовательно через два кольца это и есть последовательное соединение.

Заголовок сообщения:
Добавлено: 13-01, 19:51
Alex Thorn писал(а):
влияние паразитной индуктивности вроде как увеличивает мощность при выключении транзистора, или нет?

— индуктивность рассеяния уменьшает импульсную мощность ключа при включении, при выключении роли пактически не играет. Там все от снаббера зависит.
Если сильно увеличить индуктивность рассеяния то она «схавает» значительную часть импульса, и придется уменьшить Ктр для получения расчетного напряжения на нагрузке.
стало быть есть оптимум. навскидку — порядка 2-4 мкГ вместе с ТТ что на первичке болтается.. кроме того эта индуктивность защищает ключи от перегруза при коммутации диодов выходного выпрямителя.

_________________
Стрелой горящей поезд режет темноту
послушный неизвестным силам .
. В руках билет, чтоб мог ты с поезда сойти
И не играть в игру чужую
Но нет того, кому ты можешь предъявить
Свой тайный пропуск в жизнь другую (С)Ария

Заголовок сообщения:
Добавлено: 18-01, 03:28
Dizel1 писал(а):

индуктивность рассеяния уменьшает импульсную мощность ключа при включении, при выключении роли пактически не играет. Там все от снаббера зависит.

Но ведь снабберы тоже , простите, не резиновые. Приятно, когда они не распаиваются, а ещё приятнее, когда их почти нет, что тоже было замечено в некоторых аппаратах.

Maikl писал(а):

Alex Thorn писал(а):
при большом количестве можно нарваться на напряжение, которое диод не выдерживает. это я о трансформаторе тока
здесь не совсем понял о чём речь. Разговор шёл о силовом трансе (силовых трансах, обмотки которого включены последовательно/параллельно)

Речь о том, что насыщение одного из трансформаторов при наличии двух увеличит напряжение на диодах в два раза, насыщение двух при наличии трёх — в три раза и т.д. Конечно, это всё штучно-аварийные режимы, из пальца надутые, но всё-же.

_________________
.
Заголовок сообщения:
Добавлено: 27-01, 22:44
tig0r писал(а):

как вы кольца по проводнику не двигайте если он проходит последовательно через два кольца это и есть последовательное соединение.

У меня этот вопрос связан с другим — существованием полувитковой обмотки для Ш-образного сердечника. Кандидат т.н. Э. Мурадханян в статье журнала Радио 2007-05-46, комментируя книги Б. Семенова категорически отвергает полувитковые обмотки. Однако померив напряжение на витке, и проводе в одно окно Ш-трансформатора, получаем разницу в два раза. Рассуждаю логически: трансформатор Ш и эквивалент на двух О-образных, или кольцах. Витки в Ш.тр. состоят из повитково-последовательно соединенных витков двух О.тр. Мысленно разделить О.тр. на два отдельных, соединить последовательно, и сравнить с Ш.тр. : магнитный поток и индукция в каждом сердечнике О.тр. останется такой же, как была в Ш.тр.. Индуктивность двух последовательных будет такой, как у Ш.тр., выходит эквивалент. И полувитковая обмотка для Ш.тр. существует! — это один виток на одном из двух О.тр.!
Видимо и кандидату, и редактору А. Долгий это не интересно, или у них нет Ц-шки и трансформатора под рукой.

Пожалуйста, кому не трудно, подтвердите или опровергните мои рассуждения.

Может с этого поста подтему «пол витка» в «как работает трансформатор»?
05.02.09. исправил Радио 2005-07-46 на Радио 2007-05-46.

_________________
. Прогресс из чего-то следует..

Последний раз редактировалось Lincent 05-02, 15:11, всего редактировалось 4 раз(а).

Заголовок сообщения:
Добавлено: 27-01, 23:40
Lincent писал(а):
кому не трудно, подтвердите или опровергните мои рассуждения.

В разветвлённом магнитопроводе Ш-образного сердечника существует возможность получения полувиткового напряжения, если потоки в боковых кернах делятся поровну (или пропорционально потокам, если не поровну).

Заголовок сообщения:
Добавлено: 28-01, 00:10
valvol писал(а):
если потоки в боковых кернах делятся поровну (или пропорционально потокам, если не поровну)

Абсолютно согласен! Решается это просто, мотаем 2 обмотки половинным сечением, половинки витков в разные окна, и в параллель.

_________________
. Прогресс из чего-то следует..
Заголовок сообщения:
Добавлено: 28-01, 00:46
Lincent писал(а):

Однако померив напряжение на витке, и проводе в одно окно Ш-трансформатора, получаем разницу в два раза.

Вы это сами проверили или это умозаключение? Как я себе представлю Ктр остается прежним, но, поскольку виток охватывает только половину потока, связь обмоток тоже ополовинится(?) и полноценный ток с него снять невозможно. Если это так, то теряет смысл делать эти полвитка ввиду бесполезности.
Пока сам не проверю — не поверю. Уж такое я.

_________________
Время — лучший эксперт. ОНО может блестеть так же, но золото дольше.

Страница 3 из 12

[ Сообщений: 179 ]

На страницу Пред. 1 , 2 , 3 , 4 , 5 , 6 . 12 След.

Часовой пояс: UTC + 4 часа

Кто сейчас на конференции

Сейчас этот форум просматривают: нет зарегистрированных пользователей и гости: 0

Вы не можете начинать темы
Вы не можете отвечать на сообщения
Вы не можете редактировать свои сообщения
Вы не можете удалять свои сообщения

О трансформаторе импульсном замолвите слово

Несмотря не то, что не так давно проскакивали довольно неплохо написанные статьи о расчете трансформатора импульсного источника питания, я предложу вашему вниманию свою методику, и не просто голую методику, а максимально прозрачное описание принципов, в ней использующихся.

Картинок не будет, будет около 18 несложных формул и много текста. Всех желающих приобщиться прошу на борт.

Я хочу поведать вам о том, как расчитать такого хитрого зверя, как импульсный трансформатор обратноходового источника питания. Обратноходовик, или FlyBack — это, наверное, самая популярная топология импульсного преобразователя. По моему мнению, в ИИП есть два очень важных и тонких момента — это трансформатор и петля обратной связи. В данной статье я хочу показать один из возможных наборов несложных математических уравнений, решая которые мы можем получить данные вполне реального трансформатора для флайбэка.

В интернете, в различных авторских статьях, или в AppNotes различных производетелей, можно найти различные методики расчета, которые зачастую максимально «сжаты», так, что из формул совершенно не понятно, как они получается. Я хочу сделать упор не на точность, а на максимальную наглядность и прозрачность производимых расчетов, так чтобы вы поняли, «почему так».

Далее постараюсь писать кратко и емко, так, чтобы вы смогли сесть и посчитать сразу после прочтения статьи. Эпюры напряжений и токов в обратноходовом источнике рисовать не буду, считаю, что вы достаточно подготовлены для того, что бы такие термины, как «индуктивность рассеяния», «отраженное напряжение», «пиковое значение тока через силовой ключ», «размагничивание магнитопровода» вам понятны.

Итак, считать будем трансформатор обратноходового источника питания, без корректора коэфициента мощности, как наиболее распространенный, да и «расчётка» моя пока только под него заточена.

Отдельно сделаю примечание, что подразумевается т.н. квазирезонансный режим работы преобразователя, когда накачка энергии в трансформатор начинается сразу после полного размагничивания магнитопровода. Т.е. т.н. «коэффициент безразрывности тока» =1, т.е. как только вся энергия вытекла через вторичную обмотку(и рассеялась в снабберной цепи), сразу включаем ключ и накачиваем снова. Такой режим в последнее время очень популярен в обратноходовых источниках питания, т.к. позволяет чуток поднять КПД.

Заранее оговорюсь — нижеприведенная методика весьма груба, но она «железобетонно» работает, многократно проверена на реальных трансформаторах в реальных источниках питания.

Для начала скачайте расчетку, откройте, пробегитесь глазами. В нее уже «вбиты» значения для расчета трансформатора источника питания, с выходной мощностью 100Вт.

Расчетка: к сожалению, по какой-то неведомой мне причине, публичная ссылка не отображается.
Возможно публикация публичных ссылок противоречит правилам. Надеюсь на то, что модераторы услышат этот крик души и снизошлют на меня персональную настройку фильтра, а пока можете переписать в Эксель, или маткад, все нижеприводимые формулы и получить годный результат.

Итак, поехали. Для того, чтобы начать расчет нам потребуется задаться несколькими исходными параметрами (все они выделены зеленым цветом в расчетке), а именно:

1. Выходная мощность источника питания для которого делаем трансформатор (POUTmax).
2. Выходное напряжение источника (Uout)(1).
3. Выходное напряжение служебной обмотки (Ubias)(2).
4. Минимальное напряжение питающей сети (UACmin)(3).
5. Максимальное напряжение в сети (UACmax)(3).
6. Уровень пульсаций на фильтрующем конденсаторе сетевого выпрямителя (Urpl)(4).
7. Ожидаемый КПД трансформатора (берите 0,85 и не прогадаете) (ŋ).
8. Частота работы преобразователя (5).
9. Пиковое значение тока протекающего через ключ коммутирующий первичную обмотку (ILPRpeak) (6).

(1) Если выходные напряжения достаточно низкие- учитывайте прямое падение напряжения на диоде.
(2) В подавляющем большинстве конструкций источников питания, требуется третья обмотка, от которой будет питаться управляющая микросхема.
(3) Всегда берите с запасом, т.е. если указан диапазон 180-264, берите от 160 до 280.
(4) Этот параметр зачастую можно только угадать, берите 10% от постоянной составляющей на нем и не ошибетесь, по факту полученного рабочего прототипа «подрихтуете» расчет.
(5) Частота к преобразователях с ожиданием размагничивания сердечника- плавающая, берем «с потолка» такую, которую хотим получить при полной нагрузке.
(6) Я надеюсь вы в курсе, что форма тока треугольная, что коммутирует ключ, что такое ключ и т.п.

Итак, первая формула:
Начнем с определения индуктивности первичной обмотки, Lpr.

Lpr=(1000×2×POUTmax)/(ŋ×F×ILPRpeak^2 ) (1)

Для упрощения я выкину КПД, и множитель 1000, который нужен только для приведения результата к микроГенри от Генри, получится нижеследующее уравнение:

Lpr=(2×POUTmax)/(F×ILPRpeak^2 ) (1.1)

На первый взгляд совершенно непонятно как так получается. Давайте попробуем ее преобразовать. Перенеся множители справа-налево, получим.

(Lpr×ILPRpeak^2)/2=POUTmax/F (1.2)

Преобразуем правую часть, получим:

(Lpr×ILPRpeak^2)/2=POUTmax×T (1.3)

Итак, в левой части у нас энергия содержащаяся в индуктивности (учебник физики, если не понятно). В правой части имеем мощность которая расходуется за период работы преобразователя. Т.е. энергия запасенная в индуктивности первичной обмотки (на этапе накачки, от начала периода до размыкания ключа) равна мощности передаваемой в нагрузку за весь период T (от начала накачки, до полного исчерпания энергии в трансформаторе и начала нового импульса).

В установившемся режиме то, что закачали в трансформатор из сети, должно равняться тому, что слили в нагрузку. Т.е. все рассуждения предполагают, что наш источник уже работает, а не стартует.

Оставим-же пока эту формулу (1), мы потом воспользуемся ею в расчётке, я лишь хотел продемонстрировать как она так получается.
Теперь о параметрах. Присмотримся к формуле. Зафиксировав (выбрав на свое усмотрение) три из четырех неизвестных, мы можем получить значение четвертой.

Мощность (POUTmax), мы уже задали.

Частота, ее можно просто выбрать по своему желанию. Не мудрствуя лукаво тыкнем скажем 50кГц и не проиграем. Лезть за 150кГц не стоит, так как потери на переключение станут неоправданно высокими, да еще скинэффект, не нужно это нам во флайбэке.

Пиковое значение тока через первичную обмотку, и одновременно ключ- ILPRPeak, это параметр на нервах которого мы будем играть. Выбирая его значение ILPRPeak, мы изменяем Lpr, а вместе с ней еще много чего другого. В моей расчетке будем менять ILPRpeak и наблюдать за другими ячейками таблицы, в которых будут находится результаты других формул. Опять-же, ближе к реальности, для 100Вт источника можно задаться для начала ILPRpeak= 3…4A.

Просто попробуйте подставить в ячейку различные числа, и вы увидите, как изменятся другие производные параметры. В частности, выбирая пиковый ток «первички», мы смотрим на «отраженное» напряжение, и исходим из соображений наличествующих у нас ключей. Так же этот параметр влияет на пиковое значение тока «вторички», что тоже важно, ибо во флайбэках токи имеют форму прямоугольного треугольника, и пиковые значения в разы превышают действующие, т.е. если ток нагрузки 5А, то пиковое может быть и 50, ориентируйтесь на наличествующие диоды и потери в меди обмотки.

UDCmin=UACmin×1.41-Urpl (2)

Тут упрощать нечего, думаю понятно, что мы получаем самое худшее значение постоянного напряжения, с учетом просадки на буферном конденсаторе, что стоит за сетевым выпрямителем, или за ККМ.

Ton=(Lpr×ILPRpeak)/UDCmin (3)

В формуле (3) мы вычисляем, сколько времени должен быть открыт ключ, чтоб ток в индуктивности, при приложении к ней нашего самого худшего UDCmin вырос от нуля до желаемого ILPRpeak.

T=1/F×1000 (4)

Частотой мы задались ранее, период посчитали в (4). На 1000 умножаем потому, что желаемую частоту мы записали в кГц а не в 1000-х Герц.

Toff=T-Ton (5)

Оставшаяся часть периода, которая будет посвящена передаче энергии в нагрузку, вычисляется по формуле (5).

Q=Toff/Ton (6)

Максимальный коэффициент заполнения для худшего напряжения в сети и максимальной просадки на фильтрующем конденсаторе вычисляем в (6).

Urv=UDCmin×Ton/Toff (7)

«Отраженное» напряжение. Наш трансформатор, хоть и обратноходовый, но таки трансформатор, а значит коэффициент трансформации к нему так-же применим. Если на нашей вторичной обмотке во время протекания тока через выпрямительный диод, апряжение (например) 12.7В, то через соотношение количества витков это напряжение трансформируется в первичную обмотку (ведь магнитный поток «омывает» одновременно все обмотки).

Формула (7), немного хитрая, попробуем ее «раскрутить». Получим:

UDCmin×Ton=Urv×Toff (7.1)

(7.1) Демонстрирует один очень важный момент, называемый в народе «равенство вольт*секундных интервалов». Возможно справедливость утверждения (7.1) не очевидна, или не сразу понятна, пока используем полученное с помощью (7) численное значение как есть, в его правомерности не сомневайтесь.

UVTmax=UACmax×1.41+Urv (8)

Надеюсь вы хорошо понимаете, что на обратном ходу, первичная обмотка, для постоянного напряжения, что на фильтрующем конденсаторе- просто кусок проволоки, т.е. если наш фильтрующий конденсатор все еще заряжен до 310В, то при разомкнутом силовом ключе, протекании тока через вторичную обмотку, постоянка попросту «проходит» через первичку и прикладывается к ключу, но вместе с ней, к ключу добавляется еще отраженное напряжение. И самое печальное, что оно суммируется с постоянкой. И это без учета выброса от индуктивности рассеяния, имейте это ввиду, в расчетке данное обстоятельство специально выделено красным шрифтом.

Тогда (8) показывает, какое напряжение будет приложено к силовому ключу на обратном ходу. Можно сразу прибавить к максимальному напряжению, на которое расчитан ключ, еще сверху вольт этак 200 и не ошибетесь. Макетирование покажет реальную амплитуду выброса напряжения порожденного индуктивностью рассеяния.

Теперь можем посчитать коэффициент трансформации трансформатора, например таким образом:

Kfb=Uout/Urv (9)

Я называю этот коэффициент трансформации «обратным», т.к. считается он задом наперед. Теперь классический коэффициент трансформации, который можно получить:

K=1/Kfb (10)

Далее посчитаем максимальное напряжение, которое будет приложено к выпрямительному диоду на прямом ходу преобразователя. Думаю вы хорошо понимаете, что оно будет складываться из напряжения на фильтрующем конденсаторе нагрузки, которое в рабочем режиме, можно считать постоянным, и трансформированного, через коэффициент трансформации, напряжения приложенного к первичной обмотке.

UVDmax=Uout+(VACmax×1.41)/K (11)

И не забываем, что выбросы от паразитных индуктивностей обмоток трансформатора, действуют и на диод в т.ч. Если речь идет о источниках с высокими выходными напряжениями, берите запас по напряжению минимум 200В. Для низковольтных, как минимум 1.5, и внимательно смотрите осциллографом на выпрямитель.

Lsec=Lpr/K^2 (12)

Из (12) получаем индуктивность вторичной обмотки трансформатора. Правило которое используется в формуле гласит, что «индуктивности обмоток трансформатора соотносятся как квадраты их витков», т.к. выражение можно представить как:

Lsec/Lpr=N2^2/N1^2 (12.1) ( N2^2/N1^2 =K^2)

Далее посчитаем пиковый ток вторичной обмотки. Готовьтесь получить тут достаточно большие цифры, потому, что это «обратноход», и ток у него во «вторичке» — треугольный, и пиковое значение может быть ощутимо больше тока нагрузки.

ILSECpeak=√(1000×2×POUTmax)/(F×ŋ×Lsec) (13)

Данная формула преобразуется точно также как и первая формула для ILPRpeak.

ILSECrms=ILSECpeak√(1-Q)/3 (14)

В (14) вычисляется действующее значение тока через вторичную обмотку трансформатора. Обяснить почему корень из (1-Q)/3 я не могу, вероятно это можно объяснить построив эпюры и прибегнув к геометрии. Тут же прикинем и действующее значение тока первичной обмотки.

ILPRrms=ILPRmax√Q/3 (15)

Итак, индуктивности, токи, частоты посчитали. А как выбрать магнитопровод, спросите вы, как расчитать немагнитный зазор? Для начала мы его «прикинем», основываясь на своем жизненном опыте, а «загнав» его параметры в расчетку, поглядев посчитанную индукцию, можно выбрать другой магнитопровод. Вот захотелось мне источник мощностью 100Вт, с выходным напряжением 12В. Беру я «с потолка» магнитопровод типоразмера PQ2620.

Из его Datasheet выписываю Ae, предполагаемый зазор, и Коэффициент индуктивности для данного зазора (в даташитах Epcos, часто приводится таблица со стандартными зазорами для данного магнитопровода, и значениях Al и эквивалентной проницаемости). Если-же данных о коэфициенте Al для желаемого вами зазора, нет, придется его(зазор) изготовить, намотать пробные 100 витков, и посчитать по простой формуле Al=√(L/N^2), где L- измеренное значение индуктивности на сердечнике с пропиленным вами зазором, N — количество витков, что вы набросали(рекомендую мотать пробных 100 витков).

Объяснять что Такое Ae, G, и Al не буду, предполагая, что вы и сами знаете, зачем нужен зазор в магнитопроводе, и что такое Al. Также в расчетку можно вписать эквивалентную проницаемость сердечника с зазором, но она там не используется, чисто для красоты). В формуле (16) считаем необходимое количество витков.

Npr=√Lpr/Al (16)

Один из самых важных параметров для трансформатора- пиковое значение потока магнитной индукции.

B=(Lpr×ILPRpeak)/(Npr×Ae) (17)

Превышать значение 0,3 я категорически не рекомендую, а 0,4 это уже катастрофа. Так совпало, что данный магнитопровод вроде как вполне подходит под наши нужды. Индукция меньше 0,3Тл, так и хочется его заложить под наши нужды. К сожалению, расчетка не содержит формул для расчета заполненности окна магнитопровода медью, поэтому дать по ней окончательный вердикт — нельзя.

Если же индукция больше 0,3Тл, можем или выбрать более крупный магнитопровод, или увеличить зазор. Увеличив зазор мы получим уже другое значение Al и соотв. значение потока индукции.

Вообще, жизненный опыт показывает, что лучше не лезть в зазоры более 1.5мм., ибо им свойственны свои паразитные явления, такие как выпучивание линий магнитного поля, разогрев витков находящихся вблизи зазора, до температур, при которых им может настать «хана», короче от 0.2мм до 1.5мм. Меньше 0.2- температурное расширение материала может существенно изменить параметры трансформатора. Больше 1.5мм — написал выше.

Выбирая магнитопровод, а именно сравнивая различные модели, только по поперечному сечению керна (Ae), можно упустить из виду то, что длина магнитной линии тоже влияет на Al при том-же сечении, и зазоре.

Например магнитопровод PQ2620 имеет площадь сечения керна 122мм.кв, а ETD34 только 97мм.кв., но длины магнитных линий этих магнитопроводов различны, и через ETD34 можно так-же успешно прокачать 100Вт, как и через PQ2620. Я к тому, что берите и подставляйте в расчетку все феррриты, что находятся вблизи тех размеров, что, как вам кажется, могут прокачать желаемую мощность.
После расчета магнитной индукции в расчетке идет расчет количества витков вторичной обмотки и вспомогательной обмотки, на них специально останавливаться не буду, методология та-же, что и ранее.

Я надеюсь написанное выше будет вам полезно. Разработка ИИП это огромный пласт прикладной науки, и сия «расчетка» лишь маленький листик одного из талмудов, в котором собран весь опыт человечества, но она крайне полезна в прикладном плане, для разработки простеньких «флайбэков».

Моя «расчетка» (а на самом деле не моя, а унаследованная от идейного вдохновителя) довольно примитивный инструмент, поэтому я могу порекомендовать использовать сборник программ Владимира Денисенко, что легко находятся через поисковик. Тех, кто «рубит» в «силовой» теме, и имеет что сказать- вэлкам в коменты. Любая критика приветствуется!

Что непонятно — спрашивайте, я дополню статью более детальными объяснениями.

Как повысить индуктивность импульсного трансформатора