4.5. Влияние емкости нагрузки и входной емкости на устойчивость оу
Пусть ОУ без ОС является системой первого порядка, т.е. его АЧХ не имеет изломов и спадает со скоростью –20дБ/дек. Если ОС частотно-независимая, то порядок возвратного отношения также будет первым (рис.4.11,б). ОУ характеризуется своей частотой единичного усиления и действительным выходным сопротивлением (рис.4.11,а). Выходной емкостью ОУ или пренебрегают, или относят к емкости нагрузки.
Рис.4.11. Операционная схема второго порядка: а – эквивалентная схема; б — АЧХ
Инерционное звено создает полюс на частоте
На этой частоте возникает излом (рис.4.11,б) и далее АЧХ спадает со скоростью –40дБ/дек, т.е. усилитель ведет себя как операционная схема второго порядка с собственной частотой
и коэффициентом затухания
согласно формулам (4.10) и (4.11).
При возрастании емкости уменьшается k, возрастает Mp и и уменьшается запас устойчивости по фазе (см.табл.4.2), т.е. схема приближается к неустойчивому состоянию. Это объясняется тем, что на высоких частотах емкость нагрузки вносит дополнительные фазовые сдвиги и ОС меняет знак, — из отрицательной становится положительной, это вызывает подъем АЧХ и выброс на переходной характеристике.
Из (4.19) следует, что при =const ( ) коэффициент затухания k тем меньше, чем больше частота единичного усиления ОУ . Этот факт является одной из причин, почему для ОУ широкого применения выбирается около 1MГц (не выше!).
Наличие входной емкости ОУ (рис.4.12,а) уменьшает запас устойчивости с
Рис.4.12. Влияние входной емкости ОУ на запас устойчивости схемы:
а – эквивалентная схема; б — АЧХ
хемы, переходная характеристика принимает вид затухающей синусоиды (рис.4.7,б) (возникает “звон”).
Если, как и прежде, считать ОУ без ОС системой первого порядка, то при учете входной емкости порядок возвратного отношения будет второй, т.к. ОС станет частотно – зависимой и
где — коэффициент передачи ЦОС на нулевой частоте.
Второй полюс возникает на частоте
Дальнейшие рассуждения идентичны предыдущему случаю (влияние емкости нагрузки ), только необходимо заменить на , а на .
4.6. Частотная коррекция в цепи ос
Из разд.4.5 следует, что наличие и уменьшает запас устойчивости устройства. Как скомпенсировать (уменьшить) вредное влияние этих емкостей?
Сформулируем условие устойчивости ОУ с частотно-зависимой ОС.
В точке пересечения относительный наклон характеристик K(f) и 1/B(f) не должен превышать 20 дБ/дек.
На рис.4.13,б под цифрой 1 показана зависимость 1/B(f), построенная на основании формулы (4.20). В точке пересечения характеристик K(f) и 1/B(f) их относительный наклон составляет 40 дБ/дек, т.е. запас устойчивости по фазе будет меньше
45. Включим конденсатор малой емкости С в цепь ОС (рис.4.13,а), тогда
Рис.4.13. Компенсация входной емкости: а – схема; б — АЧХ
. (4.22)
Зависимость модуля выражения (4.22) обозначена на рис. 4.13,б цифрой 2. Видно, что взаимный наклон АЧХ K(f) и 1/B(f) уменьшается до 20дБ/дек, что гарантирует запас устойчивости не менее 45. При соблюдении условия частоты изломов на АЧХ 2 совпадут и она примет вид горизонтальной прямой, проходящей на уровне и ОС становится частотно-независимой.
Как отмечалось в разд. 4.5, наличие емкости нагрузки СН приводит к дополнительному излому АЧХ петлевого усиления |K(P)B(P)| (рис.4.11,б), что вызывает уменьшение запаса устойчивости по фазе.
Рис.4.14. Схемы, устраняющие влияние емкости нагрузки
дним из методов борьбы с влиянием емкости — подбор ОУ с низким выходным сопротивлением. Чем ниже выходное сопротивление ОУ, тем на большую емкость он может работать без потери устойчивости, т.к. при этом возрастает частота второго излома (частота полюса) (4.17).Избежать генерации можно также, используя дополнительный резистор Rдоп отключающий емкость нагрузки от выхода ОУ (рис. 4.14.а), в этом случае ОС становится частотно-независимой, взаимный наклон АЧХ ОУ и 1/B(f) в точке пересечения этих характеристик составит 20дБ/дек, что обеспечивает требуемый запас устойчивости.
Колебания прекращаются , и “звон” исчезает. Однако вместе с тем утрачивается полезное свойство ОУ – независимость выходного напряжения от нагрузки.
Выходное сопротивление ОУ снова вернется к низкоомному значению, если сопротивление Rдоп ввести в петлю ОС и включить компенсирующий конденсатор С малой емкости между выходом и инвертирующим входом (рис.4.14,б). В этом случае возникает два параллельных канала передачи сигнала в ЦОС. На низких частотах сопротивления обоих конденсаторов велики и коэффициент передачи ЦОС 1/Bнч определяется только резистивными элементами (рис.4.15,а и б). На очень высоких частотах сопротивления конденсаторов С и Сн близко к нулю и ЦОС также будет состоять только из одних резисторов (рис.4.15,б), т.е. коэффициент передачи на высоких частотах 1/Bвч принимает постоянное значение , начиная с частоты .
В интервале частот имеет место переход с одной асимптоты на другую. Таким образом, элементы Rдоп и С приводят к тому, что взаимный наклон АЧХ K(f) и 1/B(f) в точке пересечения, как и в схеме рис.4.14,а составит 20 дБ/дек.
Рис.4.15. Эквивалентные схемы ЦОС на низких (а), высоких частотах (б) и АЧХ (в),
поясняющие принцип компенсации влияния емкости
астота уменьшается с увеличением сопротивления и , что благоприятно отражается на устойчивости ОУ. Сложность цепи не позволяет предложить удобную формулу для выбора корректирующих элементов. Начальным приближением может служить условие . Выбор конкретных значений Rдоп и С лучше производить экспериментально по наблюдению переходной характеристики на экране осциллографа.
Таким образом, конденсатор небольшой емкости, включенный между выходом и инвертирующим входом ОУ, эффективное средство, устраняющее многие из проблем, связанные с потерей устойчивости. Он уменьшает время установление, сужает полосу шумов, компенсирует входную емкость и противостоит влиянию емкости нагрузки.
На какие параметры усилителя влияет емкость нагрузки
РАБОТА ОУ НА ЕМКОСТНУЮ НАГРУЗКУ
Емкостная нагрузка часто преподносит проблемы в работу электронной схемы — уменьшается полоса выходного сигнала и скорость его нарастания. Кроме того, возникает отставание фазы выходного сигнала в цепи обратной связи от фазы входного, что может приводить к нестабильности. Неизбежность управления усилителем емкостной нагрузкой в некоторых схемах может приводить к перегрузке, перерегулированию (звону) и, иногда, возбуждению. Эффекты становятся более ощутимыми при управлении значительной емкостной нагрузкой — жидко-кристаллические индикаторные панели или плохо согласованные коаксиальные кабели. Однако эти проблемы могут возникать даже в низкочастотных прецизионных схемах и схемах, работающих на постоянном токе.
Операционный усилитель в большей степени подвержен нестабильности, когда он работает как буфер с единичным коэффициентом усиления, поскольку в этом случае в цепи обратной связи не происходит ослабления сигнала, передаваемого с выхода на вход, либо при большой синфазной составляющей входного сигнала, которая, несмотря на постоянство коэффициента передачи, может модулировать петлевое усиление на участке нестабильности.
Способность ОУ управлять емкостной нагрузкой определяется несколькими факторами:
1. внутренней структурой усилителя (выходным импедансом, встроенной коррекцией, запасом по фазе и усилению и т.п.),
2. характером нагрузки,
3. ослаблением сигнала и его фазовым сдвигом в цепи обратной связи, включая эффекты влияния выходной нагрузки, входного импеданса и паразитных емкостей.
Одним из определяющих факторов среди приведенных выше является выходной импеданс усилителя (выходное сопротивление) R0. В идеальном случае (R0=0) стабильный операционный усилитель может управлять любой емкостной нагрузкой без ухудшения фазовой характеристики.
Для того, чтобы характеристики не ухудшались при работе на небольшие нагрузки, в большей части операционных усилителей элементы встроенной коррекции компенсируют лишь незначительное влияние нагрузки. Поэтому при работе на существенную емкостную нагрузку (усилители выборки-хранения, пиковые детекторы, формирование сигналов для передачи по коаксиальным кабелям) должны использоваться элементы внешней коррекции.
Емкостная нагрузка, как показано на рисунках 1 и 2, оказывает влияние на коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи одинаковым способом на оба входа операционного усилителя, независимо от того, какой из них является активным входом: нагрузочная емкость CL формирует полюс совместно с неподсоединенным к цепи обратной связи выходным резистором R0.
Коэффициент усиления при подключенной емкостной нагрузке описывается следующим образом (A — коэффициент усиления ОУ с разомкнутой цепью обратной связи и без емкостной нагрузки):
Наклон характеристики -20 дБ/декада и задержка в 90° способствует формированию дополнительного полюса и увеличивает наклон характеристики по меньшей мере до -40 дБ/декада, что приводит к нестабильности.
Рис 1. Схема усилителя с емкостной нагрузкой
Рис. 2. Диаграмма Боде усилителя (рис. 1)
Для решения проблемы нестабильности работы операционного усилителя с емкостной нагрузкой существует несколько способов. Выбор подходящего способа должен соответствовать необходимым требова-ниям электронной схемы. Некоторые примеры компенсации рассматриваются ниже.
Компенсация внутри петли обратной связи
Рисунок 3 демострирует часто используемый способ компенсации внутри петли обратной связи. Последовательно включенный резистор RX с небольшим сопротивлением в данной схеме используется для того, чтобы развязать выход операционного усилителя от нагрузочной емкости CL, а конденсатор CF (также небольшого номинала), включенный в цепь обратной связи, обеспечивает высокочастотное шунтирование.
Рис. 3. Компенсация внутри петли обратной связи
Для лучшего понимания работы этого способа устранения нестабильности на рисунке 4 приведена часть схемы, относящаяся к цепи обратной связи. Вывод VB подключен к инвертирующему входу операционного усилителя.
Рис. 4. Цепь обратной связи схемы (рис. 3)
Представим, что конденсаторы CF и CL не оказывают на работу схемы никакого влияния на постоянном токе и обладают нулевыми сопротивлениями на высоких частотах. С этой точки зрения, можно рассмотреть поведение схемы.
Случай 1 (рис. 5а)
Рис. 5a. Конденсатор CF закорочен
Сопротивление CF равно нулю, RX«RF и R0«RIN. Полюс и нуль частотной характеристики определяются элементами CL, R0 и RX следующим образом:
Случай 2 (рис. 5b)
Конденсатор CL отсутствует. Полюс и нуль определяются элементом CF следующим образом:
Рис. 5b. Конденсатор CL отсутствует
Для уравнивания полюса случая 1 к нулю случая 2 и полюса случая 2 к нулю случая 1 элементы RX и CF определяются следующими формулами:
Формула для CF содержит компонент Acl, который является коэффициентом усиления схемы при замкнутой цепи обратной связи и определяется как 1+RF/RIN. Как установлено экспериментально, этот компонент должен быть включен в формулу для расчета CF. Значения элементов, расчитанных по этим двум формулам, позволяют скомпенсировать любой операционный усилитель, работающий на любую емкостную нагрузку.
Несмотря на то, что этот способ помогает предотвратить колебательные процессы при использовании емкостной нагрузки, он чрезмерно уменьшает полосу сигнала при замкнутой цепи обратной связи, которая больше уже не определяется операционным усилителем, а внешними компонентами CF и RF как f(-3 дБ) = 1/(2πCFRF).
Этот способ компенсации может быть рассмотрен на примере использования операционного усилителя AD8510 фирмы Analog Devices, который может устойчиво работать на емкость вплоть до 200 пФ в качестве буфера с единичным коэффициентом усиления (запас по фазе составляет 45°). В схеме с компенсацией этого ОУ согласно рис. 3 (коэффициент усиления схемы 10, емкостная нагрузка 1 нФ и типовой выходной импеданс 15 Ом) рассчитанные значения RX и CF составляют 2 Ом и 2 пФ соответственно. Осциллограммы выходного импульсного сигнала схемы приведены на рисунках 6 и 7.
Рис. 6. Реакция схемы на ОУ AD8510 без компенсации
Рис. 7. Реакция схемы на ОУ AD8510 с компенсацией
Необходимо отметить, что, поскольку резистор RX расположен внутри цепи обратной связи, он не оказывает отрицательного воздействия на точность схемы при работе на постоянном токе. Тем не менее, значение сопротивления этого резистора не должно быть велико, чтобы он не приводил к существенному уменьшению скорости нарастания выходного сигнала.
Предупреждение
Рассмотренный способ компенсации применим только в схемах с операционными усилителями с обратной связью по напряжению. Конденсатор CF в цепи обратной связи ОУ с ОС по току будет приводить к дополнительной нестабильности схемы и возбуждению.
Компенсация вне петли обратной связи
Наиболее простой способ компенсации усилителя при работе на емкостную нагрузку — использование резистора, включенного последовательно с выходным сигналом (рис. 8).
Рис. 8. Резистор RS изолирует цепь ОС от емкостной нагрузки
Этот метод достаточно эффективен. Однако, он существенно ухудшает динамические характеристики схемы. Основная функция резистора RS, располагающегося между выходом ОУ и нагрузкой, состоит в изолировании выхода усилителя и цепи обратной связи от нагрузочной емкости. С точки зрения фунционирования, на передаточной характеристике цепи обратной связи образуется нуль, уменьшающий фазовый сдвиг на высоких частотах.
Для обеспечения хорошей стабильности значение RS должно быть таковым, чтобы добавляемый нуль располагался, по крайней мере, на декаду ниже точки пересечения частотной характеристики ОУ с характеристикой буфера с единичным коэффициентом усиления. При его выборе необходимо учитывать выходной импеданс используемого усилителя; значения сопротивления от 5 до 50 Ом зачастую достаточно для предотвращения нестабильности. На рисунках 9 и 10 приведены осциллограммы выходного сигнала ОУ OP1177 (Analog Devices) до компенсации и после, с емкостной нагрузкой 2 нФ и амплитудой входного сигнала 400 мВ. Значение сопротивления резистора RS в схеме с компенсацией составляет 50 Ом.
Рис. 9. Реакция ОУ OP1177 без компенсации
Рис. 10. Реакция ОУ OP1177 с 50-омной компенсацией
К недостаткам данного способа можно отнести уменьшение амплитуды выходного сигнала, зависящего от соотношения сопротивлений последовательного резистора и нагрузки, что может потребовать увеличения входного сигнала, либо увеличения коэффициента усиления схемы.
Кроме того, данная схема обладает нелинейной амплитудной характеристикой при изменяющейся нагрузке.
Компенсация с использованием демпфера
Для низковольтных приложений, когда требуется максимальный уровень выходного сигнала, близкий к уровням напряжения питания (схемы с rail-to-rail операционными усилителями), рекомендуется метод компенсации нестабильности с использованием демпфирующей цепи. Эта цепь представляет собой последовательное соединение резистора и конденсатора и подключается между выходом усилителя и общим проводом (рис. 11).
Рис. 11. Уменьшение фазового сдвига с помощью демпфера
В зависимости от значения емкости нагрузки, разработчики электронных схем обычно используют эмпирические методы для определения корректных значений RS и CS. Принцип подбора значений компонентов демпфирующей цепи состоит в следующем: сначала определяется значение частоты звона (или самовозбуждения) без подключения демпфера, затем экспериментально подбирается значение RS так, чтобы уменьшить амплитуду напряжения звона до приемлемого значения, после чего вычисляется значение CS так, чтобы точка излома частотной характеристики соответствовала примерно 1/3 частоты звона fP, т.е. CS = 3/(2π fPRS).
Значения компонентов депфирующей цепи также могут быть определены экспериментально с помощью осциллографа. При идеальном подборе RS и CS положительные и отрицательные выбросы отклика на воздействие импульсным сигналом минимальны. На рисунке 12 приведена осциллограмма выходного сигнала ОУ AD8698 (Analog Devices), работающего на емкостную нагрузку 68 нФ, при амплитуде входного сигнала 400 мВ на неинвертирующем входе. Перерегулирование (положительные выбросы) составляют около 25% без внешней компенсации. Простая демпфирующая цепь (значения RS и CS равны 30 Ом и 5 нФ соответственно) уменьшает перерегулирование до 10% (рис. 13).
Рис. 12. Выходной сигнал ОУ AD8698 без компенсации
Рис. 13. Выходной сигнал демпфированного ОУ AD8698
Емкость на входе ОУ
Емкость на входных выводах операционного усилителя также может приводить к неустойчивости работы схемы.
Широко распространенным применением ОУ является пребразование тока в напряжение, когда он используется в качестве буфера или усилителя сигнала цифро-аналогового преобразователя с токовым выходом. Суммарная емкость на входе ОУ складывается из выходной емкости ЦАП, входной емкости усилителя-преобразователя и паразитной емкости соединительных проводников.
Другим популярным применением ОУ, при котором к его входу может подключаться значительная емкость, является схема активного фильтра. В этом случае в некоторых схемах между входами ОУ может располагаться большая емкость (часто включенная последовательно с резистором), использующаяся для уменьшения высокочастотного шума. Однако, при некорректных значениях компонентов этой цепи в схеме может возникать звон и даже самовозбуждение.
Для лучшего понимания происходящего необходимо проанализировать схему усилителя (рис. 14) и эквивалентную схему его цепи обратной связи (вывод VIN заземлен).
Рис. 14. Емкость на инвертирующем входе ОУ
Передаточная функция цепи обратной связи рассчитывается следующим образом:
Полюс располагается на частоте
Эта зависимость показывает, что коэффициент усиления шума (1/β) растет со скоростью 20 дБ/декада на частотах выше сопряженной частоты fP. Если значение fP значительно меньше частоты единичного усиления при разомкнутой цепи обратной связи, то схема становится нестабильной. Рассогласование скоростей изменения коэффициентов усиления становится равным около 40 дБ/декада. Это рассогласование определяется разностью между наклоном графика усиления с разомкнутой цепью обратной связи (-20 дБ/декада на интересующих частотах) и наклоном графика 1/β.
Для избавления от нестабильности, связанной с емкостью C1, параллельно резистору обратной связи R2 должен быть подключен конденсатор CF, формирующий нуль, согласованный с полюсом fP. Этот конденсатор уменьшает рассогласование скоростей изменения коэффициентов усиления и, поэтому, увеличивает запас по фазе. Для запаса по фазе 90° значение емкости конденсатора CF выбирается равным (R1/R2)C1.
На рисунке 15 приведены частотные характеристики схемы (рис. 14).
Рис. 15. Частотные характеристики
Количественную оценку выбросов некомпенсированной схемы можно определить следующим образом:
В этой формуле fu — полоса при единичном коэффициенте усиления, fZ — точка излома кривой 1/β, C1 — суммарная емкость (внешняя и внутренняя), включая паразитную составляющую.
Запас по фазе Φm описывает следующая формула:
Операционный усилитель AD8605 (Analog Devices) обладает входной емкостью порядка 7 пФ. Предполагая значение паразитной емкости равным около 5 пФ и используя приведенные выше формулы, получаем значение выбросов 5,5 дБ при замкнутой цепи обратной связи, запас по фазе около 29° и ухудшение собственной фазочастотной характеристики ОУ на 64°.
Ниже показан пример стабилизации схемы при использовании RC-фильтра непосредственно на входе операционного усилителя.
Часто желательно использование фильтрации входного сигнала ОУ, подключая емкость к общему (земляному) проводу, для уменьшения наведенных высокочастотных помех. Такое подключение фильтрующего конденсатора имеет схожий эффект воздействия на динамические характеристики усилителя, как и увеличение паразитной емкости. Поскольку не все реальные ОУ обладают одинаковым поведением, некоторые из них допускают подключение меньшей емкости к входу, чем другие. И во многих случаях в качестве компенсации в цепь обратной связи вводится конденсатор CF. Для дальнейшего уменьшения наводимых радиочастотных помех последовательно с входом включается резистор небольшого сопротивления, образующий совместно с входной емкостью фильтр низких частот. На рисунке 16 слева показан приближенный подход к решению, при реализации которого, тем не менее, будет трудно избавиться от нестабильности. Справа на этом же рисунке приведена значительно улучшенная схема. На рисунке 17 показано поведение этих схем на входное импульсное воздействие.
Рис. 16. Компенсация емкости входного фильтра
Рис. 17. Осциллограммы выходных сигналов схем (рис. 16)
Неучтенная при разработке паразитная емкость может оказывать сильное воздействие на стабильность работы операционного усилителя. Поэтому очень важно предвидеть ее наличие в реальной схеме и минимизировать.
Основным источником входной паразитной емкости могут являться проводники печатной платы. Один квадратный сантиметр проводника, окруженного полигоном земли, обладает емкостью порядка 2,8 пФ (зависит от нескольких факторов, в том числе, от толщины платы).
Для уменьшения паразитной емкости необходимо придерживаться следующих правил:
— длина проводников входных сигналов должна быть минимальной,
— резистор обратной связи и источник сигнала должны располагаться максимально близко к входному выво-ду операционного усилителя,
— полигон земли не должен располагаться близко к входным выводам ОУ, за исключением случаев, когда это требуется схемотехнически и неинвертирующий вход заземлен; в этом случае необходимо минимизировать сопротивление земляного проводника, используя проводник достаточной ширины.
Некоторые операционные усилители работают нестабильно при единичном (и даже большем) коэффициенте усиления. Например, известный и широко используемый ОУ OP37 может работать стабильно при коэффициенте усиления не менее 5. Для обеспечения стабильности таких усилителей, работающих в качестве буферов, используется технический прием, показанный на рис. 18.
Рис. 18. Схема стабилизации буфера на ОУ
Резисторы RA и RB обеспечивают достаточный коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи на высоких частотах для стабилизации, а на низких частотах и постоянном токе конденсатор C1 восстанавливает коэффициент усиления до единицы. Расчет значений сопротивлений RA и RB достаточно прост и основан на знании значения минимального стабильного коэффициента усиления ОУ. Для OP37 этот коэффициент равен 5, поэтому RB = 4RA для β=1/5. На высоких частотах, когда конденсатор C1 представляет собой очень малое сопротивление, операционный усилитель ведет себя так, как будто он работает при коэффициенте усиления 5, и этим обеспечивается стабильность. На низких частотах и постоянном токе сопротивление C1 очень велико и не вносит ослабления в отрицательную обратную связь, поэтому схема ведет себя как буфер с единичным коэффициентом усиления.
Значение емкости конденсатора должно быть таким, чтобы излом АЧХ происходил на частоте по крайней мере на декаду более низкой, чем частота единичного усиления (f-3 дБ):
На рисунке 19 приведены осциллограммы входного и выходного сигналов некомпенсированной и скомпенсированной схемы буфера на ОУ OP37. Значения компенсирующих компонентов следующие:
Рис. 19. Осциллограмы сигналов буфера на ОУ OP37
Для инвертирующего включения анализ схемы подобен приведенному выше, но формулы немного другие. В этом случае, входной резистор, подключаемый к инвертирующему входу ОУ соединен параллельно резистору RA на высоких частотах. Это параллельное соединение используется для расчета значения RA при минимальном стабильном коэффициенте усиления. Значение емкости конденсатора C1 рассчитывается аналогичным образом, как и для неинвертирующего включения усилителя.
Данный способ компенсации ОУ не лишен недостатков. Увеличение шумового усиления будет приводить к увеличению уровня шумов на высоких частотах, который может быть неприемлемым в некоторых случаях. В схеме с повторителем напряжения внимание должно быть уделено трассировке соединений, особенно, при использовании источника сигнала с большим выходным импедансом. Поводом для этого является возможная положительная обратная связь через емкость с неинвертирующим входом на частотах, где усиление становится большим единицы. Это может приводить к нестабильности работы схемы или к возрастанию шума.
| Примечание автора перевода | |
| Рекомендации по коррекции операционных усилителей, приведенные в статье С. Бендауда и Дж. Марино «Работа ОУ на емкостную нагрузку», успешно применяются при разработке прецизионных ПЗС камер в ЗАО «НПП Силар». | |
Частотная характеристика усилителя
Частотной характеристикой усилителя ( рис. 136, б ) называется графически выраженная зависимость коэффициента усиления от частоты: К = φ (F). Коэффициенты усиления реального усилителя уменьшаются в области нижних и верхних частот, образуя «завалы» частотной характеристики на этих крайних частотах.
Обычно при построении частотной характеристики по оси абсцисс откладывают частоты в логарифмическом масштабе, а по оси ординат — коэффициент усиления в децибелах.
Рассмотрим подробнее причины, которые вызывают уменьшение коэффициентов усиления К н и К в , соответственно на нижних и верхних частотах рабочего диапазона усилителя. Выше было установлено, что напряжения источника анодного питания, смещения и экранирующей сетки определяют положение первоначальной (исходной) рабочей точки, от правильного выбора которой зависит величина нелинейных искажений, вносимых усилительным элементом. Наличие же в схеме развязывающего фильтра R ф , С ф обеспечивает устойчивую работу усилителя.
Если предположить, что режим работы усилителя выбран правильно, то эквивалентная схема усилительного каскада, позволяющая определить влияние элементов схемы на прохождение сигнала, может быть представлена и виде, показанном на рис. 137, а , где μU с и R i — э. д. с. и внутреннее сопротивление эквивалентного генератора, вменяющего лампу; R а — сопротивление анодной нагрузки; С с — разделительный конденсатор; R с — сопротивление утечки; С 0 = С вых + С’ вх + С м — общая емкость, учитывающая выходную емкость усилительного элемента, динамическую входную емкость усилительного элемента следующего каскада С’ вх = С вх + С ас (1 + К 2 ) где К 2 — коэффициент усиления следующего каскада, и емкость монтажа (последняя невелика — порядка нескольких десятков пикофарад).
Рис. 137. Эквивалентные схемы усилителя на сопротивлениях: а — полная; б — на средних частотах; в — на нижних частотах; г — на верхних частотах.
Таким образом, полной нагрузкой усилителя Z н является сложная электрическая цепь, состоящая из сопротивлений и емкостей: R а , С с , R с и С 0 . Чем больше сопротивление нагрузки, тем выше напряжение на выходе U вых (при неизменных μU с и R i ).
В области средних частот сопротивление конденсатора С c много меньше, а сопротивление емкости С 0 много больше сопротивления R c , поэтому влиянием этих емкостей можно пренебречь. Эквивалентная схема с учетом этих допущений приведена на рис. 137, б .
Известно, что коэффициент усиления на средних частотах, согласно определению, равен
Тогда, исходя из эквивалентной схемы, напряжение на выходе (на нагрузке)
Разделив числитель и знаменатель дроби на произведение R а R с , получим
Подставив полученный результат в выражение для К ср , получим формулу для коэффициента усиления на средних частотах в окончательном виде:
Как можно видеть из этой формулы, коэффициент усиления в области средних частот не зависит от частоты, всегда меньше статического коэффициента усиления лампы μ и оказывается тем больше, чем больше сопротивления R а и R с по сравнению с внутренним сопротивлением лампы R i .
Если усилитель собран на пентоде, то, пренебрегая влиянием R с на усилительные свойства каскада, можно рассчитать коэффициент усиления на средних частотах по приближенной формуле
так как R i >>R а
Эквивалентная схема усилителя в области нижних частот приведена на рис. 137, в . На этих частотах сопротивление разделительного конденсатора С с увеличивается примерно в 10 раз по сравнению с сопротивлением на средних частотах. Напряжение на выходе усилителя падает вследствие увеличившихся потерь напряжения усиленного сигнала на разделительном конденсаторе. Влиянием С 0 в области нижних частот можно пренебречь по той же причине, что и на средних частотах, но с еще большим основанием.
Исходя из указанных условий, коэффициент усиления на нижних частотах определяется по формуле
где Ω н = 2πF н — угловая частота сигнала самой нижней частоты.
Как можно видеть из формулы (229), коэффициент усиления в области нижних частот меньше коэффициента усиления в области средних частот; тем меньше, чем ниже частота и тем выше, чем больше произведение R с C с .
Эквивалентная схема усилительного каскада на сопротивлениях в области верхних частот приведена на рис. 137, г . Разделительный конденсатор С с отсутствует в данной схеме по известным уже причинам, но шунтирующее действие конденсатора С 0 на сопротивление R с приходится учитывать, так как эти сопротивления становятся соизмеримыми.
Исходя из указанных условий, коэффициент усиления на верхних частотах определяется по формуле
где Ω в = 2πF в — угловая частота сигнала самой верхней частоты F в ; R э = R i R а /R i +R а — эквивалентное сопротивление усилителя.
Коэффициент усиления в области верхних частот меньше коэффициента усиления на средних частотах; тем ниже, чем выше частота, и тем выше, чем меньше емкость С 0 и сопротивление R э .
Таким образом, снижение усиления, появление частотных искажений в области нижних частот вызывает конденсатор С с , а в области верхних частот — конденсатор С 0 .
Частотные искажения усилительного каскада на сротивлениях определяют последующим формулам:
на нижних частотах
на верхних частотах
Чтобы поднять усиление в области нижних звуковых частот, и тем самым уменьшить частотные искажения, надо, следовательно, увеличить емкость разделительного конденсатора С с и величину сопротивления утечки R с .
Чтобы поднять усиление в области верхних звуковых частот для уменьшения частотных искажений, надо тщательно производить монтаж усилителя и тем самым уменьшить емкость С 0 .
Человеческое ухо почти не замечает наличия частотных искажений, если они не превышают 25—30%, что соответствует изменению коэффициента усиления в полосе рабочих частот на 2—3 децибела.
Фазовая характеристика усилителя на сопротивлениях определяется следующими соотношениями:
В области нижних частот сдвиг фаз определяется емкостью конденсатора С с , а в области верхних частот — емкостью С 0 , причем здесь он имеет отрицательный знак. Пользуясь формулами (233) и (234), можно определить частоту F 0 , на которой угол сдвига фаз, обусловленный емкостями С с и С 0 , равен нулю:
После несложных преобразований получаем
Частота F 0 называется квазирезонансной, на этой частоте коэффициент усиления максимален. Она расположена и середине полосы пропускания.
Следует иметь в виду, что фазовые искажения в усилителях низкой частоты не оказывают практического влияния на их работу и на качество воспроизведения сигнала.
Формула (235) позволяет определить частоту F 0 = F ср , которой соответствует коэффициент усиления К ср .
Обычно в усилительном каскаде, выполненном на триоде,
Сопротивление утечки R с в 5—10 раз больше сопротивления анодной нагрузки Сопротивление фильтра R ф = (0,2÷0,3) R а , а емкость С ф порядка единиц микрофарад. Емкость блокировочного конденсатора С бл в цепи экранирующей сетки составляет десятые доли микрофарады. Величина гасящего сопротивления R в цепи экранирующей сетки зависит от типа лампы и режима работы, но должна быть примерно в два раза больше R а .
Усилительный каскад на сопротивлениях, или, как его часто называют, реостатный каскад, прост и дешев в изготовлении, имеет малые частотные и нелинейные искажения. Однако, как уже отмечалось выше, коэффициент усиления реостатного усилителя значительно меньше статического коэффициента усиления лампы μ.
Так, при использовании триода
при использовании пентода
К недостаткам реостатного усилительного каскада следует отнести также и значительное бесполезное падение напряжения источника анодного питания на сопротивлении нагрузки.
Практические способы устранения неустойчивости ОУ из-за емкостной нагрузки Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»
Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Бендауд Суфиан, Марино Джампауло, Иоффе Дмитрий
В статье рассматриваются часто встречающиеся вопросы о влиянии ем- костной нагрузки на работу некоторых схем усилителей, и предлагаются способы решения проблем неустойчивости, которые ею вызываются.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.
Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Бендауд Суфиан, Марино Джампауло, Иоффе Дмитрий
Усилители для фотодиодов на операционных усилителях
Усилители для фотодиодов на операционных усилителях
Практическое руководство по разработке печатных плат для высокочастотных схем
Предупреждение частых ошибок при разработке схем с операционными и инструментальными усилителями
Проектирование КМОП ОУ с напряжением питания 1 в
i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.
Текст научной работы на тему «Практические способы устранения неустойчивости ОУ из-за емкостной нагрузки»
Суфиан БЕнддуд (Soufiane BENDAOUD) джампауло МАрино (Giampaolo MARiNO) Перевод: дмитрий иоффЕ dsioffe@yandex.ru
Практические способы устранения неустойчивости оу
из-за емкостной нагрузки
В статье рассматриваются часто встречающиеся вопросы о влиянии емкостной нагрузки на работу некоторых схем усилителей, и предлагаются способы решения проблем неустойчивости, которые ею вызываются.
Емкостная нагрузка вызывает множество проблем. Отчасти это происходит потому, что она может уменьшить полосу пропускания и скорость нарастания выходного напряжения. Но основная причина трудностей — это то, что запаздывание по фазе, которое емкостная нагрузка вносит в контур обратной связи операционного усилителя, может вызвать неустойчивость. Несмотря на то, что некоторая емкостная нагрузка всегда неизбежна, слишком большая величина ее может вызвать выбросы и «звон» на выходе усилителя и даже возбуждение. Эта проблема становится особенно серьезной, когда необходимо подавать высокочастотный сигнал на большую емкостную нагрузку, такую как жидкокристаллическая панель или плохо согласованный коаксиальный кабель, но неприятные сюрпризы могут возникать и в прецизионных низкочастотных применениях или на постоянном токе.
Как правило, операционный усилитель наиболее склонен к неустойчивости, когда он включен как повторитель с единичным усилением. Это вызвано отсутствием ослабления в обратной связи, а также большим размахом синфазного сигнала, который хотя и незначительно влияет на усиление сигнала, но может модулировать петлевое усиление в зоне неустойчивости.
На способность операционного усилителя управлять емкостной нагрузкой влияют следующие основные факторы:
1. Внутренняя архитектура усилителя (например, выходной импеданс, усиление и запас по фазе, внутренняя схема коррекции).
2. Природа емкостной нагрузки.
3. Ослабление и фазовый сдвиг в схеме обратной связи с учетом влияния нагрузки на выходе, входного импеданса и паразитных емкостей.
Среди перечисленных параметров наибольшее влияние на работу с емкостной нагрузкой оказывает выходной импеданс усилителя, представленный выходным сопротивлением RO. В идеале, устойчивый операционный усилитель с RO = 0 может работать на любую емкостную нагрузку без ухудшения фазовых характеристик.
Большинство усилителей оптимизировано для работы с небольшой нагрузкой, поэтому их схемы внутренней коррекции (компенсации) не предназначены для работы со значительной емкостью на выходе. Поэтому при большой емкостной нагрузке на выходе операционного усилителя необходимо использовать внешнюю коррекцию. Обычно это требуется в усилителях схем выборки-хранения, пиковых детекторах и при работе на несогласованные коаксиальные кабели.
Емкостная нагрузка, как показано на рис. 1 и 2, одинаково влияет на усиление разомкнутой цепи обратной связи как в инвертирующем, так и в неинвертирующем усилителе. Емкость нагрузки С1 образует полюс совместно с выходным сопротивлением при разомкнутой обратной связи RO. Выражение
для усиления при емкостной нагрузке можно записать следующим образом:
рис. 1. Упрощенная схема операционного усилителя с емкостной нагрузкой
где ^ = 1/2пК0Сь и А — усиление усилителя с разомкнутой обратной связью без нагрузки.
Полюс вносит наклон -20 дБ на декаду и задержку по фазе на 90°. Они добавляются к наклону -20 дБ на декаду и задержке по фазе на 90°, которые вносит усилитель, и к другим существующим в схеме задержкам. В результате наклон логарифмической амплитудно-частотной характеристики превышает -40 дБ на декаду, что, в свою очередь, вызывает неустойчивость.
Вопрос. Требуются ли для разных схем разные способы?
Ответ. Да, конечно. Вам нужно выбрать способ коррекции, который лучше всего подходит для вашего проекта. Некоторые примеры подробно разобраны далее. Например, рассмотрим способ коррекции, дополнительным преимуществом которого служит фильтрация шума на выходе операционного усилителя при помощи RC-цепи в обратной связи.
На рис. 3 показан распространенный способ коррекции, который часто называют внутрипетлевой (іп-Ше-1оор) коррекцией. Небольшое последовательно включенное
сопротивление Ях отделяет выход усилителя от С1, а небольшая емкость С’у введена в контур обратной связи, обеспечивая развязку от С1 на высоких частотах.
Для лучшего понимания этой техники рассмотрим отдельно перерисованную обратную связь схемы, показанную на рис. 4. Точка VB подключается к инвертирующему входу усилителя.
Оба конденсатора, Су и С1, на постоянном токе представляют собой разрыв цепи, а на высоких частотах их можно считать накоротко замкнутыми. Помня об этом и глядя на рис. 4, применим это рассуждение к каждому конденсатору в отдельности.
• Случай 2. Если С1 представляет собой разрыв цепи, то полюс и ноль определяются значением Су (рис. 5б). Таким образом, Частота_полюса = 1/[2ге(ЯХ+Яу)ДЯ0-ЯпСу] и Частота_нуля = 1/[2ге(ЯХ+Яу))Су
Рис. 5. а) Конденсатор ^ накоротко замкнут; б) конденсатор ^ представляет собой разрыв цепи
Приравняв полюс из случая 1 к нулю из случая 2, а полюс из случая 2 — к нулю из случая 1, мы получим следующие два уравнения:
связи, 1+Яу/Я;„). Необходимость включения этого члена в формулу была обнаружена экспериментально. Для описанной схемы этих двух формул достаточно, чтобы рассчитать цепи коррекции для любого операционного усилителя с любой емкостной нагрузкой.
Несмотря на то, что этот метод помогает предотвратить возбуждение при работе на большую емкостную нагрузку, он значительно уменьшает полосу пропускания схемы с замкнутой обратной связью. Полоса здесь определяется не операционным усилителем, а внешними компонентами, Су и Rу, которые задают полосу пропускания на уровне -3 дБ:
Хорошим практическим примером этой техники коррекции может служить AD8510, который безопасно работает на нагрузку до 200 пФ, сохраняя запас по фазе 45° на частоте единичного усиления. Если в схеме, показанной на рис. 3, использовать AD8510 с коэффициентом усиления 10, то при емкости нагрузки 1 нФ и типовом выходном импедансе 15 Ом значения Ях и Су, рассчитанные по приведенным выше формулам, составят 2 Ом и 2 пФ соответственно. Реакция схемы на прямоугольные импульсы показана на рис. 6. Хорошо виден быстрый отклик с колебательным переходным процессом в нескорректированной схеме и более медленный, но монотонный отклик в схеме с коррекцией.
Формула для Су содержит член Ас1 (усиление усилителя с замкнутой цепью обратной
Рис. 6. Выходной сигнал AD8510: а) без коррекции; б) с коррекцией
Обратите внимание: на рис. 6б видно, что резистор Ях не ухудшает точность по постоянному току, так как он находится внутри петли обратной связи. Однако сопротивление Ях должно оставаться достаточно малым, чтобы избежать чрезмерного уменьшения размаха выходного сигнала и ухудшения скорости нарастания.
Примечание. Обсуждаемое здесь поведение обычно наблюдается у наиболее распространенных операционных усилителей с обратной связью по напряжению. Усилители с обратной связью по току требуют другого подхода, и это выходит за рамки нашего обсуждения. Если эту технику использовать для усилителей с обратной связью по току, то применение Су приведет к неустойчивости схемы.
Коррекция вне петли обратной связи
Вопрос. Существует ли более простая схема коррекции, с меньшим числом компонентов?
Ответ. Да, есть более простой путь: использование одного внешнего (для петли обратной связи) резистора последовательно с выходом. Это эффективный метод, но он может ухудшить показатели качества схемы (рис. 7).
Здесь резистор ЯХТІЮ расположен между выходом и нагрузкой. Основное назначение этого резистора — изолировать выход операционного усилителя и цепь обратной связи от емкостной нагрузки. Он вносит в передаточную функцию цепи обратной связи ноль, который уменьшает фазовый сдвиг в петле на высоких частотах. Для уверенности в том, что схема будет устойчивой, величину Яеетію нужно выбрать так, чтобы ноль, который он добавляет, располагался не менее чем на декаду ниже частоты единичного усиления. Требуемое значение последовательного сопротивления зависит, в первую очередь, от выходного импеданса используемого усилителя. Сопротивления от 5 до 50 Ом обычно достаточно, чтобы предотвратить неустойчивость. На рис. 8 показан отклик на выходе ОР1177 с нагрузкой 2 нФ и размахом сигнала на неинвертирующем входе 200 мВ от пика до пика. На рис. 9 показан отклик на выходе при тех же условиях, но с 50-омным резистором между выходом ОУ и нагрузкой.
Рис. 8. Отклик на выходе OP1177, включенного по схеме повторителя, с емкостной нагрузкой (обратите внимание на высокочастотные переходные процессы)
Рис. 9. Отклик на выходе OP1177 с 50-омным последовательным резистором (обратите внимание на уменьшение переходных процессов)
Выходной сигнал будет ослабляться пропорционально отношению сопротивления последовательного резистора к его сумме с сопротивлением нагрузки. Это потребует большего размаха сигнала на выходе усилителя для достижения заданного коэффициента усиления. Нелинейная или переменная нагрузка будет влиять на форму и амплитуду выходного сигнала.
Вопрос. Например, используется усилитель «от шины до шины». Можете ли вы посоветовать метод стабилизации, сохраняющий размах выходного напряжения и точность усиления?
Ответ. Да. Для низковольтных применений, в которых требуется полный размах выходного напряжения, используют схему из последовательно соединенных резистора и конденсатора, которые включаются между выходом и «землей» (рис. 10). Такая схема называется снаббером (snubber, амортизатор).
В зависимости от емкостной нагрузки, для определения нужных величин и С8 инже-
неры обычно применяют экспериментальные методы. Принцип состоит в том, чтобы получить на выходе усилителя резистивную
нагрузку для частот в окрестности выброса на амплитудно-частотной характеристике. Таким образом, применение снаббера снижает усиление усилителя, а последовательно включенная емкость уменьшает нагрузку на низких частотах. Процедура выбора номиналов компонентов снаббера выглядит так:
• Снимают амплитудно-частотную характеристику усилителя для определения частоты выброса.
• Экспериментально подбирают величину резистивной нагрузки для уменьшения выброса до приемлемого значения.
• Затем рассчитывают емкость С8 так, чтобы получить частоту излома частотной характеристики, примерно равной 1/3 частоты выброса.
Таким образом, С5 = 3/(2к]:^5), где fp — частота выброса на амплитудно-частотной характеристике.
Эти номиналы могут быть также найдены методом проб и ошибок при помощи наблюдения переходных процессов (с емкостной нагрузкой) на осциллографе. Идеальные величины RS и С дадут минимальный размах колебаний во время переходных процессов. На рис. 11а показан отклик на выходе усилителя AD8698 с нагрузкой 68 нФ на сигнал 400 мВ, приложенный к неинвертирующему входу. Выбросы на фронтах сигнала здесь составляют менее 25% без всякой внешней коррекции. Простая снабберная цепь уменьшает эти выбросы до менее чем 10%, как показано на рис. 11б. В этом случае RS и С5 равны 30 Ом и 5 нФ соответственно.
Вопрос. Вы показали, что делать при емкостной нагрузке на выходе усилителя. А как насчет емкости на входах?
Ответ. Да, емкость на входах операционного усилителя может вызывать проблемы
Рис. 11. Отклик на выходе AD8698; а) без коррекции; б) со снабберной цепью
с устойчивостью. Рассмотрим это на нескольких примерах.
Одна из распространенных ситуаций — это преобразование тока в напряжение, когда операционный усилитель используется как буфер-усилитель для ЦАП с токовым выходом. Общая емкость на входе состоит из выходной емкости ЦАП, входной емкости усилителя и паразитной емкости проводников.
Другое популярное применение, при котором на входе операционного усилителя может появиться значительная емкость, — это активные фильтры. Некоторые инженеры могут поставить большой конденсатор параллельно входу (часто последовательно с резистором), чтобы не допустить прохождения радиочастотного шума через усилитель, невзирая на то, что это может привести к большому «звону» или даже возбуждению.
Чтобы лучше понять, что же происходит в этом случае, проанализируем схему на рис. 12.
Рис. 12. Емкостная нагрузка на входе — инвертирующая конфигурация
Рис. 15. Сравнение откликов схем, показанных на рис. 14 (схема на рис. 14 а имеет колебательный отклик)
Представим эквивалентную схему ее обратной связи (вход Vn заземлен), чтобы получить передаточную функцию обратной связи:
которая дает полюс на частоте:
i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
Эта функция показывает, что график шумового усиления (1/р) спадает под уклоном 20 дБ на декаду выше частоты излома /р. Если /р заметно ниже, чем частота единичного усиления при разомкнутой обратной связи, то система будет неустойчивой. Это связано с приближением скорости спада частотной характеристики к 40 дБ на декаду. Скорость спада определяется как величина разности между наклоном графика усиления с разомкнутой обратной связью в дБ (-20 дБ на декаду для большей части диапазона интересующих частот) и наклоном графика 1/р в окрестности частоты их пересечения (петлевое усиление равно 0 дБ).
Чтобы «вылечить» неустойчивость, вызванную С1, параллельно R2 можно подключить конденсатор С2. Он обеспечит ноль, согласованный с полюсом на частоте /,, чтобы уменьшить наклон частотной характеристики и тем самым увеличить запас по фазе. Для получения запаса по фазе 90° потребуется С> = (ВДС
На рис. 13 показаны частотные характеристики усилителя AD8605, включенного по схеме, приведенной на рис. 12.
Вопрос. Можно ли определить, каков должен быть запас по фазе или какого выброса на частотной характеристике можно ожидать?
Вы можете определить величину выброса на частотной характеристике для нескорректированной схемы, используя следующую формулу:
Рис. 14. Входной фильтр: а) без коррекции; б) с коррекцией и меньшими значениями импедансов
где fz = 1/(2я(й1НЙ2)С1), и — полоса единичного усиления, fz — точка излома кривой 1/р и С1 — общая емкость, внутренняя и внешняя, включая любые паразитные емкости.
Запас по фазе (Фт) можно рассчитать по следующей формуле:
AD8605 имеет общую входную емкость около 7 пФ. Предположим, что паразитная емкость составляет около 5 пФ, график усиления с замкнутой обратной связью будет иметь выброс, в худшем случае, 5,5 дБ, и воспользуемся приведенным выше выражением. Получим запас по фазе 29°, это серьезное ухудшение по сравнению с естественным фазовым сдвигом операционного усилителя 64°.
Вопрос. Как убедиться в том, что схема с операционным усилителем будет устойчива, при использовании RC-фильтра непосредственно на входе?
Ответ. Можно использовать технику, подобную описанной выше. Вот пример.
Для того чтобы уменьшить высокочастотные помехи, часто требуется подключить конденсатор между входом усилителя и «землей». Этот фильтрующий конденсатор влияет на динамику операционного усилителя подобно добавочной паразитной емкости. Не все операционные усилители ведут себя одинаково, одни менее «терпимы» к емкости на входе, другие — более. Поэтому в любом случае полезно добавить в обратную связь конденсатор С^ для коррекции. Для дальнейшего уменьшения радиочастотных помех можно подключить последовательно с входом усилителя небольшой резистор. В сочетании с входной емкостью усилителя он обеспечит фильтрацию радиочастот. На рис. 14а показана схема, для которой трудно обеспечить устойчивость. А на рис. 14б — значительно улучшенная схема. На рис. 15 приведены наложенные друг на друга графики их откликов на прямоугольные импульсы.
Вопрос. Ранее вы упоминали, что паразитная емкость добавляется к общей входной емкости. Насколько значительна паразитная емкость?
Ответ. Непредвиденная паразитная емкость может оказать пагубное воздействие на устойчивость операционного усилителя. Очень важно знать о ней и минимизировать ее.
Основным источником паразитной входной емкости может оказаться неудачная раз-
Рис. 16. На входе повторителя с единичным усилением используется последовательная RC-цепь, чтобы стабилизировать усилитель, неустойчивый при единичном усилении
СН15.00У СН2 5.00У М 20.0^» А СН1 _Г100тУ
водка печатной платы. Эту емкость вносят входные проводники в точках подключения операционного усилителя. Например, один квадратный сантиметр печатной платы с «земляным» слоем под ним дает емкость около 2,8 пФ (в зависимости от толщины платы).
Чтобы уменьшить эту емкость, всегда делайте входные проводники как можно короче. Размещайте резистор обратной связи и источник сигнала как можно ближе к входу операционного усилителя. Делайте в «земляном» слое вырезы под операционными усилителями, особенно под входами, за исключением тех случаев, когда подключение к «земле» требуется для схемы и неинвертирующий вход заземлен. Когда «земля» реально необходима, используйте для подключения к ней широкие проводники для получения минимального сопротивления.
Вопрос. Можно ли использовать в схеме с единичным усилением усилитель, неустойчивый при единичном усилении? ОР37 — хороший усилитель, но для устойчивой работы он должен использоваться с усилением не меньше пяти.
Ответ. Можно использовать такой усилитель с меньшим усилением, если воспользоваться специальным способом. На рис. 16 показан такой способ.
На рис. 16 RB и RA дают достаточное усиление с замкнутой обратной связью на высоких частотах, чтобы обеспечить устойчивость усилителя, а С1 снижает усиление до единицы на низких частотах и постоянном токе. Рассчитать сопротивления RB и RA достаточно просто, исходя из минимального усиления, допустимого для устойчивой работы усилителя. В случае с ОР37 для получения устойчивости требуется коэффициент усиления с замкнутой обратной связью не менее 5, поэтому RB = 4RA для р = 1/5. На высоких частотах, когда С1 ведет себя как короткое замыкание, операционный усилитель работает с коэффициентом усиления 5 и поэтому устойчив. На постоянном токе и низких частотах, когда С1 подобен разрыву цепи и сигнал обратной связи не ослабляется, схема ведет себя как повторитель с единичным усилением.
Следующим шагом будет расчет емкости конденсатора С1. Она должна быть выбра-
Рис. 17. Отклик OP37 с единичным усилением без коррекции и с коррекцией
на так, чтобы вносимый ею излом частотной характеристики был не менее чем на декаду меньше угловой частоты спада характеристики схемы до уровня -3 дБ:
На рис. 17 показана реакция ОР37 на перепады входного напряжения 2 В от пика до пика. Номиналы корректирующих компонентов выбраны с использованием приведенных выше формул для ^ = 16 МГц, RB = 10 кОм, RA = RB/4 = 2,5 кОм, С = 1/(2гех2,5е3х16е6/10) =39 пФ.
Вопрос. Можно ли использовать этот способ для инвертирующего включения? Можно ли пользоваться теми же самыми формулами?
Ответ. Для инвертирующего включения анализ проводится похожим способом, но формулы для усиления с замкнутой обратной связью несколько отличаются. Нужно помнить, что входной резистор на неинвертирующем входе операционного усилителя на высоких частотах включен параллельно RA. Это параллельное соединение учитывается при расчете сопротивления RA для минимального устойчивого усиления. Величина емкости С1 рассчитывается так же, как и при неинвертирующем включении.
Вопрос. Есть ли отрицательные стороны у этой техники?
Ответ. Да, конечно. Увеличение шумового усиления вызывает увеличение уровня выходного шума на высоких частотах, которое может оказаться недопустимым для некоторых применений. Необходима тщательная разводка платы, особенно при высоком импедансе источника сигнала и неинвертирующем включении. В противном случае положительная обратная связь с неинвертирующим входом усилителя через емкость на частотах, где усиление выше единицы, может вызвать неустойчивость, а также увеличение шумов. ■
